一種改進的導航信號窄帶干擾抑制方法

一種改進的導航信號窄帶干擾抑制方法

施榮華;王濤;董健;易大江;郭迎

【摘 要】In order to suppress narrowband interference in navigation signal,

an improved method bad on frequency-domain Least Mean Square(LMS)

is propod. By using the weight leakage factor, the method can reduce

the loss of the desired signal in filter process. Meanwhile, with the

judgment of the weight coefficient stability, the method can effectively

suppress variable frequency narrowband interference. Simulation results

show that the propod method has the effectiveness in suppressing the

narrowband interferences of both fixed and variable frequency, it can

greatly improve the anti-jamming performance of the navigation receiver.%

針對導航信號中的窄帶干擾問題,提出一種基于頻域處理的最小均方(LMS)窄帶干擾

抑制方法.該方法在傳統的LMS濾波器結構中引入權值泄漏因子α,以減少導航信號

中有用信號在濾波過程中的損失.通過采用權值系數穩定度d的判斷處理去除導航

信號中的變頻窄帶干擾.仿真結果表明,該方法對固頻和變頻的窄帶干擾都有較好的

抑制效果,可提高導航接收機的抗干擾性能.

【期刊名稱】《計算機工程》

【年(卷),期】2012(038)023

【總頁數】4頁(P67-70)

【關鍵詞】窄帶干擾;加窗損耗;泄漏因子;權值系數穩定度;最小均方;導航接收機

【作 者】施榮華;王濤;董健;易大江;郭迎

【作者單位】中南大學信息科學與工程學院,長沙410083;中南大學信息科學與工

程學院,長沙410083;中南大學信息科學與工程學院,長沙410083;湖南創越電子科

技有限公司,長沙410205;中南大學信息科學與工程學院,長沙410083

【正文語種】中 文

【中圖分類】TP911

1 概述

導航接收機采用的直接序列擴頻技術能夠有效地抑制來自信道中的干擾。但對于大

功率的窄帶干擾，僅靠接收端的擴頻處理增益已不足以對干擾進行抑制，必須采取

其他措施進一步提高導航接收機的抗干擾能力。因此，窄帶干擾抑制技術已成為導

航定位中的研究熱點之一。

目前，抑制窄帶干擾主要有以下3類方法：(1)基于預測技術的方法，如線性預測

干擾抑制濾波器[1-3]、非線性預測干擾抑制濾波器[4-5]及基于HMM的干擾抑制

方法[6-7]等；(2)基于變換域技術的方法，如自適應時頻去噪器(ATF)[8-9]、頻域

抗干擾處理技術[10]和聲表面波器件的變換域濾波技術[11]等；(3)基于碼輔助技術

的相關方法，如最大似然碼輔助技術[12]和MMSE檢測器抑制數字窄帶干擾[13]

等。這些方法中基于預測技術的方法在擴頻碼速率很高時，在要求的時間內難以完

成迭代運算，且穩定性較差[14]；碼輔助處理方法實現繁瑣，計算量也較大；變換

域處理方法結構簡單、運算量小，能夠滿足實時性的要求[15]。

本文以變換域處理技術作為切入點，利用有用信號的功率譜密度分布非常平坦，而

窄帶干擾之處的功率譜密度分布呈現峰值的特點，提出了一種基于頻域處理的

LMS窄帶干擾抑制方法。在ALTERA公司CYCLONEIII系列EP3C120F780CB芯

片上實現了該方法，并實際測試了其抗干擾性能。

2 傳統頻域LMS窄帶干擾抑制方法

典型的頻域處理方法是在判斷出干擾的位置后，對各個頻域系數乘以權0或權1，

即去除含干擾的頻域系數，保存不含干擾的頻域系數。所以，從一般意義上講，判

決并不是基于對某個處理參數，例如輸出 SNR的優化。因此，采用連續變化的權

值并使用 LMS算法來調節權值，可以最大程度提高抑制窄帶干擾的能力[16]。抑

制導航信號中窄帶干擾的基本處理框圖如圖1所示。

圖1 抑制窄帶干擾處理框圖

在頻域窄帶干擾抑制技術中，離散傅里葉變換可以通過高效的快速傅里葉變換實現。

但在實際應用中，快速傅立葉變換需要窗函數來確定輸入信號的范圍，這種加窗運

算會導致加窗損耗[17]。選擇非矩形窗函數可以減小旁瓣的大小，但同時也需要重

疊相加處理輸入信號段以保證準確地重構時域波形。表1給出了不同1 024點窗

函數重疊相加的信噪比損耗損失。

表1 不同窗重疊相加法的信噪比損耗損失 dB窗的類型 加窗未重疊 1/3重疊 1/2

重疊 2/3重疊三角窗 1.249 0.076 9 0.000 0 0.017 8海明窗 1.347 0.114 3

0.000 0 0.000 0漢寧窗 1.765 0.276 0 0.000 0 0.000 0布萊克曼窗 2.377 0.821

0 0.078 6 0.000 0

本文使用的窗函數為海明窗：

重疊相加法每一條支路均為“加窗+FFT+干擾抑制+IFFT”結構，但2條支路分別

是對數據段的不同部分加窗，相互錯開N/2，N為FFT點數。

首先將每 N個采樣數據點分為一批進行處理。頻域LMS算法[18]的權值系數更新

為：

在式(2)中，X(k)為輸入信號 x(n)的 FFT；D(k)為輸入信號 d(n)的FFT；WF(k)為權

值系數；μ為步長因子，必須滿足：

其中，λmax為輸入信號 X(k)協方差矩陣的最大特征。對于N點FFT，每個分量

由單獨的濾波器控制，從而在頻域上實現抑制。特定的分量的權值公式可更新為：

其中，WFi (k)為k時刻第i個分量的權值；Ei( k)為k時刻第i個分量的誤差量。

將輸入信號作為期望信號。

令Di ( k)=Xi( k)，權值迭代公式可表示為：

由式(7)可知，權值 WFi(k)的變化和幅度譜的平方有關，當k足夠大時將隨著的增

大而趨向于 1，且越大，越趨向于 1，抑制程度越深。由于窄帶干擾的功率譜比有

用信號的功率譜大得多，因此該方法能夠幾乎完全抑制窄帶干擾，而對有用信號只

帶來有限的損失。最后對E( k)進行IFFT即可獲得窄帶干擾已被抑制的有用信號。

3 改進的頻域LMS干擾抑制方法

3.1 算法結構

為了能夠有效地抑制導航信號中的窄帶干擾，減少有用信號在濾波過程中的損失。

本文引入了泄漏因子 a，0。LMS濾波器的結構如圖2所示。

圖2 LMS濾波器結構

基于LMS算法的頻域權值系數迭代公式為：

其中，W (k+1)、W(k)分別為k和k+1時刻的濾波系數向量；a為權值泄漏因子；

μ為收斂因子；X( k)為輸入信號數據樣值序列； E( k)=X( k )-W (k) X( k )為誤差

信號；*為共軛運算符，因此，權值系數向量 W (k+1)可以表示為：

權值系數向量 W (k+1)的數學期望可表示為：

假設輸入信號數據樣值序列中數據樣值X( k)，X(k?1)，X(k?2)，……互不相關，

且數據樣值序列為零均值，那么：

其中，σ2 為輸入信號功率。

由式(10)可得：

設全權系數向量的起始值為 W(0)，那么k+1時刻的權值系數向量的均值可表示為：

由式(13)可得收斂的權值系數向量：

為了確保W(∞)收斂，收斂因子μ和權值泄漏因子應滿足：

設能量判決門限B為：

則W(∞)可表示為：

由式(17)可知，當σ2?B時，W (∞)≈0；當σ2?B時，W(∞ )≈1。可以看出權值

泄漏因子a的作用：在對大功率信號抑制足夠大的前提下，對小功率信號的抑制

大大減小。即若某一譜線的功率很小，則權值的增量趨于0，又泄漏因子 0，

使權值經多次迭代后趨于 0，由此可使有用信號在濾波過程中的損失趨于0；若該

譜線的功率很大，則權值增量相當大，會抵消泄露因子的作用，并使權值經多次迭

代后趨向l，實現了對窄帶干擾近乎完全抑制。

3.2 算法處理流程

在通常的頻域LMS干擾抑制處理流程中，是將輸入數據分成若干批，每一批依次

進入濾波器進行陷波處理，每一批數據只進行一次陷波處理，這種處理方法對于頻

點固定的窄帶干擾非常快速有效。但對于變頻干擾，由于存在權值系數收斂速度的

問題，通常的處理方法的實時處理效果并不理想。本文提出將每一批數據進行多次

陷波處理的方法，即每批數據經過多次迭代處理，權值系數趨于穩定后才輸出。

LMS濾波器的權值系數要經過多次迭代才能夠達到穩態，因此本文引入了權值系

數的穩定度d來衡量權值的是否達到穩定狀態，可以表示為：

分析上式可得：當d等于零時或d趨于0時，就可以認為權值系數不再發生改變，

LMS濾波器已經達到穩定狀態，就可以將誤差信號E(k)輸出。

綜上，本文提出的改進的頻域 LMS干擾抑制方法處理流程描述如下：

第1步 將輸入按重疊相加法分成N點一批的數據，則第k批數據為

x( k)=[x( kN+1)x( kN+2)…x( kN+N )]。

第2步 對x( k)作N點FFT得到：

第3步 對權值進行更新。第i個分量的權值更新為：

第4步 計算權值系數穩定度：

判斷權值系數是否達到穩態，若達到穩態，則進入第5步，否則重復第3步。

第5步 將誤差信號e(n)=IFFT(E(k))作為輸出信號。

4 仿真結果

仿真實驗中采用實測北斗二代導航數據，混頻下變頻后中頻為21 MHz，采樣頻率

為4 MHz。干擾信號由多個不同頻率的單音干擾疊加而成，可以表示為：

含有干擾的輸入數據的的功率譜如圖3所示，本文使用4個不同頻點的余弦信號

疊加作為人為的干擾，其中頻率為200 kHz和300 kHz是固定頻點干擾，另外2

個為隨著時間變化的范圍在100 kHz～500 kHz的變頻干擾。采用一般的頻域

LMS窄帶干擾抑制方法的處理結果如圖4所示，在經過8個迭代周期后，大部分

權值趨于穩定，非變頻的窄帶干擾幾乎完全被抑制，但對于變頻窄帶干擾幾乎沒有

抑制作用。采用改進后的頻域 LMS窄帶干擾抑制方法的處理結果如圖5所示，固

定頻點的窄帶干擾和變頻窄帶干擾都得到有效的抑制。

圖3 抗干擾前信號功率譜圖

圖4 未改進LMS方法干擾抑制后的信號功率譜圖

圖5 改進后LMS方法干擾抑制后的信號功率譜圖

5 FPGA實現

整個窄帶干擾抑制系統設計為5個模塊：加窗模塊，延遲模塊，FFT模塊，LMS

濾波模塊和IFFT模塊。硬件使用ALTERA公司CYCLONEIII系列

EP3C120F780CB芯片。加窗通過輸入數據在時域與特定的窗函數相乘來實現。

LMS濾波模塊是整個處理的核心運算部分，其中包括一個存儲器存儲每次更新的

1 024個權值，并在下一次數據到達時參加運算，迭代出新的權值。

將改進后的窄帶干擾抑制方法應用于某衛星定位系統抗干擾導航接收機，并測試抗

干擾導航接收機在窄帶干擾下的工作性能，對照采用一般的窄帶干擾抑制方法的導

航接收機在窄帶干擾下的工作性能，驗證改進后的窄帶干擾抑制方法對窄帶干擾抑

制的有效性，及將其應用衛星定位系統抗干擾用戶接收機的可行性。

表2為采用一般窄帶干擾抑制方法的導航接收機捕星情況。表3為改進后導航抗

干擾接收機的捕星情況。可以看出，在非變頻的窄帶干擾下2種接收機均能正常

工作，而在變頻窄帶干擾下只有改進后的導航接收機才可以正常工作。

表2 一般的導航抗干擾接收機性能測試結果信號功率/dBm 噪聲功率/dBm 干擾個

數 干擾帶寬/MHz 變頻干擾 ?10 dB ?20 dB ?30 dB ?40 dB ?50 dB ?60 dB

不同信干比下接收機是否捕獲?133 ?110 1 1.023 否 是 是 是 是 是 是是 否 否

否 否 否 否?133 ?110 2 1.023 否 是 是 是 是 是 是是 否 否 否 否 否 否是 否 否

否 否 否 否?133 ?110 3 1.023 否 是 是 是 是 是 是

表3 改進后的接收機性能測試結果信號功率/dBm 噪聲功率/dBm 干擾個數 干擾

帶寬/MHz 變頻干擾 ?10 dB ?20 dB ?30 dB ?40 dB ?50 dB ?60 dB不同信干

比下接收機是否捕獲?133 ?110 1 1.023 否 是 是 是 是 是 是是 是 是 是 是 是 是

?133 ?110 2 1.023 否 是 是 是 是 是 是是 是 是 是 是 是 是是 是 是 是 是 是 是

?133 ?110 3 1.023 否 是 是 是 是 是 是

6 結束語

目前衛星導航定位在軍事和民用領域都有著廣泛的應用，干擾抑制效果的好壞直接

影響著導航接收機的性能。本文提出了一種基于頻域處理的 LMS窄帶干擾抑制方

法。該方法將權值泄漏因子a引入到傳統的LMS濾波器結構中以減少有用信號在

濾波過程中的損失；同時，為了去除導航信號中的變頻窄帶干擾將權值系數穩定度

d的判斷處理引入到傳統的 LMS算法處理流程中。仿真結果表明，該方法對固定

頻點的窄帶干擾和變頻的窄帶干擾都有很好的抑制效果，并結合具體硬件實現了該

方法，通過和接收機對接實驗驗證了本文方法對導航信號中的窄帶干擾抑制的有效

性。

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