一種旋轉變壓器數字解調裝置及方法與流程
1.本發明涉及傳感器測試領域，具體涉及一種旋轉變壓器數字解調裝置及方法。
背景技術：
2.旋轉變壓器作為一種位置傳感器，廣泛應用于電機以及工業控制領域。旋轉變壓器可以提供絕對的角度位置信息以及轉速信息。旋轉變壓器由一個旋轉的一次線圈和一個正交的二次線圈組成。一次側線圈由激勵信號驅動，二次側線圈輸出包含正余弦信息的載波。通常需要使用旋轉變壓器的模擬解調芯片將旋轉變壓器輸出的載波模擬信號轉換為含有角度信息和轉速信息的數字信號。相比于傳統的模擬解調方法，基于控制器mcu的數字解調方法，有著成本低，集成度高等特性，越來越多的在廣大電機控制器上使用。數字解調的方法需要基于mcu上的片上adc采樣旋轉變壓器的輸出信號，并且通過pwm以及外圍濾波器產生正弦的激勵信號驅動旋轉變壓器。
3.現有的旋轉變壓器數字解調方法主要分為兩種：一種是基于采頂點的解調方法，一種是基于濾波器的解調方法。傳統的采頂點的解調方法通過在激勵信號到達幅值頂點時采樣，已經去除了耦合的激勵信號進而得到旋轉變壓器輸出的包絡線。這種解調方法實際上每個激勵信號周期只進行了一次采樣，不滿足奈奎斯特采樣定理，引入了大量的量化誤差、精準度低?；跒V波器的解調方法中，使用同步采樣和相乘將激勵信號分量頻率上升，再由濾波器過濾掉激勵信號；由于濾波器的引入，角度信息有較大的延遲，無法實時得到同步的角度信息。因此基于濾波器的方法無法用于高精度的轉矩控制應用，應用范圍窄。
技術實現要素：
4.本發明的目的是解決上述現有技術存在的不足，提供一種旋轉變壓器數字解調裝置及方法，該方法可以降低旋轉變壓器解調帶來的角度延遲，并且減少數字解調的量化誤差，解調精準度高、適用范圍寬的旋轉變壓器數字解調裝置及方法。
5.本發明解決上述現有問題的技術方案是：
6.一種旋轉變壓器數字解調裝置，其特征在于包括旋轉變壓器模塊、旋轉變壓器輸出采樣模塊、同步乘法器模塊、外圍電路模塊、激勵信號采樣模塊、包絡線解調模塊、pwm波生成模塊、正弦激勵信號占空比生成模塊、鎖相環模塊和系統誤差補償模塊；
7.正弦激勵信號占空比生成模塊與pwm波生成模塊相連，正弦激勵信號占空比生成模塊用于控制pwm波生成模塊產生攜帶正弦激勵信號的pwm波；
8.pwm波生成模塊與外圍電路模塊相連，外圍電路模塊用于對pwm波進行濾波、功率放大，得到正弦激勵信號；
9.外圍電路模塊與旋轉變壓器模塊相連，旋轉變壓器模塊用于輸出角度信息與正弦激勵信號耦合產生的模擬信號；
10.旋轉變壓器模塊與旋轉變壓器輸出采樣模塊相連，旋轉變壓器輸出采樣模塊用于采集旋轉變壓器的輸出信號；
11.激勵信號采樣模塊與外圍電路模塊相連，用于采集輸出的正弦激勵信號；
12.激勵信號采樣模塊和旋轉變壓器輸出采樣模塊分別與同步乘法器模塊相連，同步乘法器模塊用于將旋轉變壓器的輸出信號與激勵信號同步相乘；
13.同步乘法器模塊與包絡線解調模塊相連，包絡線解調模塊用于解調包絡線；
14.包絡線解調模塊與鎖相環模塊相連，鎖相環模塊用于輸出包絡線中的角度和轉速；
15.鎖相環模塊與系統誤差補償模塊相連，系統誤差補償模塊將包絡線的轉速與系統的時間延遲相乘后與包絡線的角度相加，得到旋轉變壓器的電角度，鎖相環輸出的轉速為旋轉變壓器的轉速。
16.本發明進一步改進，設有非正交擾動補償模塊模塊，包絡線解調模塊的與非正交擾動補償模塊模塊相連，非正交擾動補償模塊用于觀測非正交誤差，使用非正交誤差對包絡線中的誤差進行補償；
17.本發明中所述的外圍電路模塊包括濾波器電路和功率放大器電路。
18.本發明中所述的包絡線解調模塊為數值同步積分器，使用同步數值積分法解調包絡線。
19.一種旋轉變壓器數字解調方法，其特征在于包括如下步驟：
20.步驟a.生成正弦激勵信號：
21.控制pwm波生成模塊的占空比，調制出攜帶正弦激勵信號的pwm波；將pwm波經濾波、放大得正弦激勵信號：v
exc_real
＝k
gain
sin(ω
exc
t)，k
gain
為放大增益，ω
exc
為正弦激勵信號的頻率；
22.步驟b.獲取旋轉變壓器輸出信號的包絡線：
23.將正弦激勵信號輸入旋轉變壓器，同步過采樣正弦激勵信號和旋轉變壓器的輸出信號，將這兩個信號同步相乘，得相乘后的旋轉變壓器輸出為：將相乘后的旋轉變壓器輸出信號進行包絡線解調，得旋轉變壓器的正弦輸出和余弦輸出的包絡線信號(即：正弦包絡線和余弦包絡線)：
[0024][0025]
步驟c.通過鎖相環獲取角度與轉速
[0026]
將正弦包絡線和余弦包絡線傳遞給鎖相環，通過鎖相環的park變換以及比例積分控制器得到角度的微分，通過鎖相環的濾波器后得到轉速；比例積分控制器輸出的微分值經過積分后得到角度；(鎖相環輸出轉速和角度)
[0027]
步驟d.補償系統延遲：
[0028]
將系統延遲時間與鎖相環輸出的轉速相乘得到(角度)補償量，(角度)補償量與鎖
相環輸出的角度相加得到旋轉變壓器的電角度。
[0029]
本發明中所述的系統延遲包括數值積分延遲、鎖相環延遲以及控制器延遲；所述的系統延遲時間：其中，數值積分延遲，t
pll
為鎖相環延遲，t
mcu
為控制器延遲。
[0030]
本發明進一步改進，步驟c前進行補償包絡線中的誤差操作：
[0031]
將得到的正弦包絡線與余弦包絡線相乘，根據公式
[0032]
再經低通濾波器濾波以及反正弦函數，得到非正交延遲分量β
orth
；使用sigmoid函數計算非正交延遲分量的符號，后將該延遲分量與余弦包絡線反余弦值相加進行補償，再取余弦值、得補償后的余弦包絡線。正弦包絡線和補償后的余弦包絡線輸入鎖相環，獲取角度與轉速。
[0033]
本發明所用的控制器基于aurix tc275芯片，主頻為200mhz，包含ds-adc高精度模數轉化器模塊和高精度gtm脈沖寬度調制模塊，并使用二階運放組成的濾波和放大電路輸出正弦激勵信號。
[0034]
本發明的有益效果是：(1)使用同步數值積分的方法，有效的減少了角度延遲。(2)使用過采樣與積分結合的方法，顯著降低了量化誤差。(3)在根源上消除直流偏置和激勵延遲。(4)消除了傳統數值積分法對于過零點采樣的依賴。(5)使用非正交補償方法對包絡線中的誤差進行了補償，降低了非正交誤差。
附圖說明
[0035]
圖1是本發明中旋轉變壓器數字解調裝置的功能模塊結構示意圖。
[0036]
圖2是本發明使用的正弦激勵信號圖。
[0037]
圖3是本發明得到的正弦包絡線與理想正弦包絡線的對比圖及其誤差圖。(a)為對比圖、(b)為誤差圖。
[0038]
圖4是本發明中非正交擾動補償模塊的功能模塊結構示意圖。
[0039]
圖5是本發明中鎖相環模塊輸出角度與函數的關系圖。
[0040]
圖6是本發明中鎖相環模塊獲取角度和轉速的功能模塊結構示意圖。
[0041]
圖7是本發明中旋轉變壓器輸出信號圖。
[0042]
圖8是本發明得到的角度與理想角度的對比圖及其誤差圖。(a)為對比圖、(b)為誤差圖。
[0043]
圖9是本發明得到的轉速和理想轉速對比圖。
[0044]
圖10是本發明方法非正交補償前后的余弦包絡線誤差對比圖。
具體實施方式
[0045]
為使本技術實施例的目的、技術方案和優點更加清楚，下面將結合本技術實施例
中的附圖，對本技術實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例是本技術一部分實施例，而不是全部的實施例。通常在此處附圖中描述和示出的本技術實施例的組件可以以各種不同的配置來布置和設計。
[0046]
因此，以下對在附圖中提供的本技術的實施例的詳細描述并非旨在限制要求保護的本技術的范圍，而是僅僅表示本技術的選定實施例。基于本技術中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本技術保護的范圍。
[0047]
應注意到：相似的標號和字母在下面的附圖中表示類似項，因此，一旦某一項在一個附圖中被定義，則在隨后的附圖中不需要對其進行進一步定義和解釋。
[0048]
旋轉變壓器背景介紹：
[0049]
旋轉變壓器為一種絕對位置傳感器，包含一次側線圈以及正交的兩個二次側線圈。其輸入為正弦激勵信號，輸出為幅值變化的正弦和余弦信號。其輸入信號為：
[0050]vexc
＝k
gian
sin(ω
exc
t)，其中k
gian
為激勵信號的幅值增益，ω
exc
為激勵信號的頻率。其輸出信號為v
x
和vy分別表示余弦和正弦輸出信號，其中k
trans
表示旋轉變壓器的匝數比，ω
el
為旋轉變壓器工作時的電轉速。通過對其輸出的兩個信號進行變換可以得到實時的絕對電角度以及旋轉變壓器的電轉速。實際上由于存在制造精度以及時延問題，旋轉變壓器的輸出存在非正交誤差，激勵延遲以及直流分量，上式中的激勵信號輸出實際為其中β
orth
表示非正交誤差，β
exc
表示激勵延遲，v
offset
表示直流分量，sin(ω
exc
t)為t時刻激勵信號的正弦值，sin(ω
el
t)為t時刻旋轉變壓器工作時的電轉速的正弦值。
[0051]
如圖1所示的旋轉變壓器數字解調裝置，包括旋轉變壓器模塊1、旋轉變壓器輸出采樣模塊2、同步乘法器模塊3、外圍電路模塊4、激勵信號采樣模塊5、包絡線解調模塊6、非正交擾動補償模塊9、pwm波生成模塊7、正弦激勵信號占空比生成模塊8、鎖相環模塊10和系統誤差補償模塊11；
[0052]
其中，正弦激勵信號占空比生成模塊8與pwm波生成模塊7相連，正弦激勵信號占空比生成模塊8用于根據正弦激勵信號角度控制pwm波生成模塊7產生攜帶正弦激勵信號的pwm波；
[0053]
pwm波生成模塊7輸出端與外圍電路模塊4輸入端相連，外圍電路模塊4包括濾波器電路和功率放大器電路。外圍電路模塊用于對pwm波進行濾波、功率放大，獲得到正弦激勵信號；
[0054]
外圍電路模塊4輸出端與旋轉變壓器模塊1輸入端相連，旋轉變壓器模塊1用于輸出角度信息與正弦激勵信號耦合產生的模擬信號；
[0055]
旋轉變壓器模塊1輸出端與旋轉變壓器輸出采樣模塊2輸入端相連，旋轉變壓器輸出采樣模塊2用于采集旋轉變壓器的輸出信號；
[0056]
激勵信號采樣模塊5輸入端與外圍電路模塊4輸出端相連，用于采集外圍電路模塊輸出的正弦激勵信號；
[0057]
激勵信號采樣模塊5輸出端和旋轉變壓器輸出采樣模塊2輸出端分別與同步乘法器模塊3的輸入端相連，同步乘法器模塊3用于將旋轉變壓器的輸出信號與正弦激勵信號同步相乘；
[0058]
同步乘法器模塊3輸出端與包絡線解調模塊6輸入端相連，包絡線解調模塊6用于解調包絡線；本實施例中包絡線解調模塊6為數值同步積分器，使用同步數值積分法解調包絡線，獲得正弦包絡線和余弦包絡線；
[0059]
包絡線解調模塊6的輸出端與非正交擾動補償模塊9輸入端相連，非正交擾動補償模塊9用于觀測非正交誤差并對包絡線進行補償；從圖4中可以看出，非正交擾動補償模塊包括乘法器模塊、低通濾波器(lpf)模塊、標幺模塊、反正弦模塊、補償符號調節模塊，反余弦模塊、加法器模塊和余弦模塊，包絡線解調模塊的正弦包絡線輸出端和余弦包絡線輸出端與乘法器模塊輸入端相連，乘法器模塊輸出端與低通濾波器(lpf)模塊輸入端相連，低通濾波器(lpf)模塊輸出端與標幺模塊輸入端相連，標幺模塊輸出端與反正弦模塊輸入端相連，反正弦模塊輸出端與補償符號調節模塊輸入端相連；包絡線解調模塊的余弦包絡線輸出端與反余弦模塊輸入端相連，反余弦模塊輸出端和補償符號調節模塊輸出端分別與加法器模塊輸入端相連，加法器模塊輸出端與余弦模塊輸入端相連，余弦模塊輸出端輸出補償后的余弦包絡線信號。
[0060]
包絡線解調模塊6的正弦包絡線輸出端和非正交擾動補償模塊9的余弦模塊輸出端與鎖相環模塊10輸入端相連，鎖相環模塊10用于輸出包絡線中的電角度和電轉速；
[0061]
鎖相環模塊10輸出端與系統誤差補償模塊11輸入端相連，系統誤差補償模塊11將包絡線的轉速與系統的時間延遲相乘后與包絡線的角度相加，得到旋轉變壓器的電角度，鎖相環輸出的轉速為旋轉變壓器的電轉速。
[0062]
本實施例中所說的鎖相環模塊包括park變換模塊、比例積分控制器模塊(pi)、低通濾波器模塊(lpf)和積分模塊(1/s)。
[0063]
包絡線解調模塊的正弦包絡線輸出端和非正交擾動補償模塊的余弦模塊輸出端與park變換模塊的輸入端相連，park變換模塊的q軸電壓輸出端與比例積分控制器模塊輸入端相連，比例積分控制器模塊的輸出端分別與低通濾波器模塊和積分模塊的輸入端相連。鎖相環的低通濾波器模塊輸出端輸出旋轉變壓器的電轉速，積分模塊輸出端輸出電角度；park變換模塊的輸出端包括d軸電壓輸出端和q軸電壓輸出端；積分模塊的輸出端與park變換模塊輸入端相連，作為鎖相環角度的反饋。
[0064]
使用上述旋轉變壓器數字解調裝置實現的旋轉變壓器數字解調方法，包括如下步驟：
[0065]
步驟a.生成正弦激勵信號：
[0066]
如圖1所示，正弦激勵信號的生成從生成pwm波的占空比開始，正弦激勵信號占空比生成模塊8根據需要生成的激勵信號的頻率ω
exc
，調節pwm波的占空比，其占空比的表達式為sin(ω
exc
t)。得到需要輸出的占空比后，正弦激勵信號占空比生成模塊8控制pwm波生成模塊7生成pwm波v
exc
(波v
exc
即攜帶正弦激勵信號的pwm波)。隨后通過外圍電路模塊4對v
exc
濾波和功率放大，得到正弦波v
exc_real
(正弦波v
exc_real
為正弦激勵信號)，v
exc_real
＝k
gain
sin(ω
exc
t)，k
gain
為功率放大器的放大增益，ω
exc
為正弦激勵信號的頻率。外圍電路模塊4包括濾波器電路和功率放大器電路；其中濾波器為低通濾波器，截至頻率為10ω
exc
；為
了能夠更加精確的獲得正弦激勵信號，pwm波生成模塊7輸出的攜帶正弦激勵信號的pwm波的頻率為至少100ω
exc
。外圍電路模塊4中的濾波器為有源低通濾波器，其和功率放大器均使用運放構成，功率放大器放大后的激勵信號v
exc_real
的幅值約為10v。圖2所示為在激勵頻率為1k rad/s時的激勵信號。
[0067]
步驟b.獲取旋轉變壓器輸出信號的包絡線：
[0068]
首先，使用旋轉變壓器輸出采樣模塊2和激勵信號采樣模塊5，同步過采樣旋轉變壓器模塊1輸出的信號v
x
和vy，以及從外圍電路模塊4輸出的正弦激勵信號v
exc_real
。過采樣的采樣比是可以變動的，過采樣的采樣比越高，角度更新的頻率越快，得到的結果的量化誤差越小。采樣后將旋轉變壓器模塊1輸出的信號v
x
和vy與采樣得到的正弦激勵信號v
exc_real
使用同步乘法器模塊3同步相乘，即每個采樣周期得到一個同步相乘后的結果。旋轉變壓器輸出的信號和正弦激勵信號經過同步乘法器之后，得到的結果為
[0069]
經過了同步相乘后，旋轉變壓器的輸出包絡線已經與激勵信號解耦?？紤]到實際中的誤差，旋轉變壓器正弦輸出經過同步乘法器之后為：
[0070][0071]
余弦輸出信號經過同步乘法器之后的輸出為：
[0072][0073]
同步乘法器模塊3的輸出傳遞給包絡線解調模塊6進行包絡線解調，本實施例中的包絡線解調模塊6為數值同步積分模塊，使用數值同步積分法進行包絡線解調。在同步乘法器中，包絡線已經與激勵信號解耦；數值同步積分環節需要在輸入的同步乘法器信號中提取出來包絡線信息。數值同步積分的積分區間為一個正弦激勵信號周期t
exc
。由于數值同步積分環節對于旋轉變壓器的余弦輸出和正弦輸出的作用流程是一樣的，所以下面主要分析正弦輸出的數值同步積分。經過同步數值積分后的正弦輸出為：
[0074]
其中t0為開始積分的時刻?？紤]到旋轉變壓器的誤差，同步乘法器輸出中的誤差項分別存在于和sin(ω
exc
t+β
exc
)v
offset
中。這兩項都是三角周期函數，其周期分別是和t
exc
。而數值同步積分模塊的積分區間為t
exc
，因此經過本方法中的數值積分之后，這兩項誤差項都被消除了。通過同步乘法器和數值同步積分的配合使用，激勵延遲β
exc
和直流分量v
offset
都被消除了。余弦輸出信號的原理相同，在經過數值同步積分之后，只有非正交誤差還沒有被消除。再經過幅值標幺化后，就可以得到旋轉變壓器的包絡線；經
過同步乘法器和數值同步積分環節之后，標幺得輸出的正弦包絡線和余弦包絡線為：
[0075]
其中k
corr
為幅值標幺化系數。經過同步乘法器和數值同步積分器后得到的包絡線與理想包絡線的對比及誤差如圖3所示。因為使用了過采樣和同步積分法，可以實現角度信息以采樣頻率更新，降低了量化誤差以及角度延遲。因為在進行數值同步積分前使用了同步乘法器，所以同步數值積分不受旋轉變壓器的輸出信號的過零點限制。
[0076]
步驟b1.補償包絡線中的誤差
[0077]
旋轉變壓器的輸出信號中包含多種誤差，其中激勵延遲和直流分量都在步驟b中消除了。步驟b1主要針對非正交誤差進行補償。因此，設計了一種基于三角變換的非正交擾動補償模塊9，非正交擾動補償模塊9的具體功能模塊圖如圖4所示。
[0078]
將步驟b獲得的正弦包絡線和余弦包絡線相乘，得到解耦的非正交誤差正弦函數：將非正交誤差正弦函數通過低通濾波器(lpf)濾波以及反正弦函數，得到非正交延遲β
orth
。
[0079]
由于反余弦函數和余弦函數的微分在不同角度區間時不同，無法直接補償給旋轉變壓器的余弦包絡線，因此需要根據角度不同調節補償的符號。進行補償的環節函數為：當旋轉變壓器的角度在((2k-1)π,2kπ)時k∈n，余弦函數的微分為正而反余弦函數的微分為負，兩個函數的微分符號并不相同。因此當旋轉變壓器的角度在此區間內，補償的角度應為正的延遲，所以n為0。而當在(2kπ,(2k+1)π)時，余弦函數的微分為負，反余弦函數的微分也為負，兩個函數的微分符號相同，補償的角度應為負的延遲，因此n為1。但是，如果生硬的在一點進行補償延遲角度的符號的突變，會造成一個大小的擾動尖峰，很大程度上影響了系統穩定性。因此使用sigmoid函數在符號變化角度前后產生緩沖帶，補償的函數表達式變為：其中進行補償項的符號函數，為鎖相環模塊輸出的電角度，其初始值為0。
[0080]
的函數式為：
其中θ
buff
為緩沖帶(緩沖角度)的大小。圖5所示為緩沖角度為時的函數根據角度變化的對比圖。
[0081]
步驟c.通過鎖相環獲取角度與轉速
[0082]
補償完包絡線的誤差后，正弦包絡線和余弦包絡線作為輸入進入鎖相環模塊10。圖6所示為鎖相環獲取角度和轉速的結構圖。其中park變換的表達式為：經過park變換和比例積分控制器pi后可以得到角度的微分，通過鎖相環的低通濾波器后可以得到旋轉變壓器的電轉速；得到的角度微分經過積分之后可以得到電角度。
[0083]
步驟d.補償系統延遲
[0084]
本旋轉變壓器數字解調系統中使用了數值積分，即定積分。因此引入了積分的延遲，延遲時間為半個激勵信號周期：除此之外，還有鎖相環的延遲t
pll
以及控制器的延遲t
mcu
。因此可以得到系統的延遲為可以認為在時間較短的系統延遲內，旋轉變壓器的電轉速是不變的，因此，系統誤差補償模塊11將鎖相環輸出的轉速和系統延遲相乘得到系統延遲補償的角度，將補償角度與鎖相環輸出角度相加得到本系統最終輸出的旋轉變壓器的電角度為：
[0085]
本發明中采用aurix tc275為旋轉變壓器數字解調系統的控制器。使用由二階運放組成的有源濾波器以及功率放大電路作為激勵信號輸出拓撲電路。實驗中的旋轉變壓器電轉速為100rpm；激勵信號的周期為1khz；采樣的頻率為100khz；引入的非正交延遲為0.2度。旋轉變壓器系統使用ni的pxi機組進行模擬，其中基于fpga的板卡pxie-7846r進行旋轉變壓器的模擬，同時提供理想包絡線與角度、轉速信息，并通過pxi-8512板卡進行can通信。
[0086]
圖7所示為模擬的旋轉變壓器依據輸入的激勵信號輸出的正弦和余弦信號。圖8所示為通過本發明獲得的數字解調系統得到的角度和理想角度的比較；由圖可知，本方法可以較好的跟隨理想角度，在100rpm的工況下得到的誤差為20.87arc min。圖9所示為本發明方法得到的轉速和理想轉速的對比圖。由圖所知，本發明可以穩定的跟隨理想轉速，獲得的轉速和理想轉速的誤差僅為0.07rpm。圖10所示為本發明方法非正交補償前后的余弦包絡線誤差對比，非正交補償顯著降低了誤差。
[0087]
綜上，本發明所提出了一種基于數值同步積分的旋轉變壓器數字解調方法。通過
使用數值同步積分的包絡線解調方法，可以有效減少數字解調系統獲取的角度的延遲。過采樣與積分相配合使用，可以降低采樣過程中的量化誤差。使用同步乘法器與積分環節相配合，可以去除激勵延遲以及旋轉變壓器的直流分量。同時，在積分前使用同步乘法器解耦激勵與包絡線信號，省略掉了旋轉變壓器輸出的過零檢測環節。本方法設計了基于三角變換的擾動觀測器，用來補償旋轉變壓器輸出的非正交延遲。同時，設計了基于sigmoid的銜接函數從而平滑補償后的余弦包絡線。
技術特征：
1.一種旋轉變壓器數字解調裝置，其特征在于包括旋轉變壓器模塊、旋轉變壓器輸出采樣模塊、同步乘法器模塊、外圍電路模塊、激勵信號采樣模塊、包絡線解調模塊、pwm波生成模塊、正弦激勵信號占空比生成模塊、鎖相環模塊和系統誤差補償模塊；正弦激勵信號占空比生成模塊與pwm波生成模塊相連，正弦激勵信號占空比生成模塊用于控制pwm波生成模塊產生攜帶正弦激勵信號的pwm波；pwm波生成模塊與外圍電路模塊相連，外圍電路模塊用于對pwm波進行濾波、功率放大，得到正弦激勵信號；外圍電路模塊與旋轉變壓器模塊相連，旋轉變壓器模塊用于輸出角度信息與正弦激勵信號耦合產生的模擬信號；旋轉變壓器模塊與旋轉變壓器輸出采樣模塊相連，旋轉變壓器輸出采樣模塊用于采集旋轉變壓器的輸出信號；激勵信號采樣模塊與外圍電路模塊相連，用于采集輸出的正弦激勵信號；激勵信號采樣模塊和旋轉變壓器輸出采樣模塊分別與同步乘法器模塊相連，同步乘法器模塊用于將旋轉變壓器的輸出信號與激勵信號同步相乘；同步乘法器模塊與包絡線解調模塊相連，包絡線解調模塊用于解調包絡線；包絡線解調模塊的與鎖相環模塊相連，鎖相環模塊用于輸出包絡線中的角度和轉速；鎖相環模塊與系統誤差補償模塊相連，系統誤差補償模塊將包絡線的轉速與系統的時間延遲相乘后與包絡線的角度相加，得到旋轉變壓器的電角度，鎖相環輸出的轉速為旋轉變壓器的轉速。2.根據權利要求1所述的旋轉變壓器數字解調裝置，其特征在于設有非正交擾動補償模塊，包絡線解調模塊的與非正交擾動補償模塊相連，非正交擾動補償模塊用于觀測非正交誤差，使用非正交誤差對包絡線中的誤差進行補償。3.根據權利要求1或2所述的旋轉變壓器數字解調裝置，其特征在于所述的外圍電路模塊包括濾波器電路和功率放器大電路。4.根據權利要求1或2所述的旋轉變壓器數字解調裝置，其特征在于所述的包絡線解調模塊為數值同步積分器，使用同步數值積分法解調包絡線。5.一種旋轉變壓器數字解調方法，其特征在于包括如下步驟：步驟a.生成正弦激勵信號：控制pwm波生成模塊的占空比，調制出攜帶正弦激勵信號的pwm波；將pwm波經濾波、放大得正弦激勵信號：v
exc_real
＝k
gain
sin(ω
exc
t)，k
gain
為放大增益，ω
exc
為正弦激勵信號的頻率；步驟b.獲取旋轉變壓器輸出信號的包絡線：將正弦激勵信號輸入旋轉變壓器，同步過采樣正弦激勵信號和旋轉變壓器的輸出信號，將這兩個信號同步相乘，得相乘后的旋轉變壓器輸出為：將相乘后的旋轉變壓器輸出信號進行包絡線解調，得旋轉變壓器的正弦輸出和余弦輸出的包絡線信號(即：正弦包絡線和余弦包絡線)：
步驟c.通過鎖相環獲取角度與轉速將正弦包絡線和余弦包絡線傳遞給鎖相環，通過鎖相環的park變換以及比例積分控制器得到角度的微分，通過鎖相環的濾波器后得到轉速；比例積分控制器輸出的微分值經過積分后得到角度；步驟d.補償系統延遲：將系統延遲時間與鎖相環輸出的轉速相乘得到(角度)補償量，(角度)補償量與鎖相環輸出的角度相加得到旋轉變壓器的電角度。本發明中所述的系統延遲包括數值積分延遲、鎖相環延遲以及控制器延遲；所述的系統延遲時間：其中，數值積分延遲，t
pll
為鎖相環延遲，t
mcu
為控制器延遲。6.根據權利要求5所述的旋轉變壓器數字解調方法，其特征在于：步驟c前進行補償包絡線中的誤差操作：將得到的正弦包絡線與余弦包絡線相乘，根據公式再經低通濾波器濾波以及反正弦函數，得到非正交延遲分量β
orth
；使用sigmoid函數計算非正交延遲分量的符號，后將該延遲分量與余弦包絡線反余弦值相加進行補償，再取余弦值、得補償后的余弦包絡線。
技術總結
一種旋轉變壓器數字解調裝置及方法，涉及傳感器測試領域，裝置包括旋轉變壓器模塊、旋轉變壓器輸出采樣模塊、同步乘法器模塊、外圍電路模塊、激勵信號采樣模塊、包絡線解調模塊、PWM波生成模塊、正弦激勵信號占空比生成模塊、鎖相環模塊和系統誤差補償模塊；方法包括：生成正弦激勵信號；獲取旋轉變壓器輸出信號的包絡線；通過鎖相環獲取角度與轉速；補償系統延遲。本發明有效的減少了角度延遲，顯著降低了量化誤差，消除直流偏置和激勵延遲，消除了傳統數值積分法對于過零點采樣的依賴，降低了非正交誤差。正交誤差。正交誤差。
