具有硬件濾波器和整流器的數字旋轉變壓器解碼器的制作方法
1.本發明總體上涉及旋轉變壓器解碼器，并且特別地涉及具有硬件濾波器和硬件整流器的數字旋轉變壓器解碼器。
背景技術：
2.牽引電機控制對于電動汽車(ev)應用非常重要。軸線旋轉角度測量在牽引電機控制中起著關鍵作用。電機軸線(axis)(也稱為電機軸(shaft))的旋轉角度通常由旋轉變壓器測量。
3.旋轉變壓器(resolver)(也稱為電機旋轉變壓器)是一種電磁傳感器，其可以用于各種位置和速度反饋應用，諸如伺服電機反饋應用。旋轉變壓器是一種特殊類型的旋轉的變壓器，其由圓柱形轉子和定子組成。轉子附接到電機軸并且隨電機軸旋轉。旋轉變壓器通常具有初級繞組和兩個次級繞組。初級繞組可以是轉子上的轉子繞組，并且次級繞組可以是定子上的兩個定子繞組。兩個次級繞組以機械方式布置，使得它們的物理關系偏移90
°
角。
4.旋轉變壓器用于生成輸出信號，該輸出信號指示電機軸相對于參考點在電機軸旋轉一整圈的空間內或在從0
°
到360
°
的對應角位移空間內的角位置。為了生成輸出信號，在初級繞組處施加轉子激勵信號 (例如，正弦波信號)。次級繞組的物理關系產生數學/電氣關系，使得在次級繞組中的第一次級繞組處的第一輸出信號是由進行幅度調制的正弦波信號，并且次級繞組中的第二次級繞組處的第二輸出信號是由進行幅度調制的正弦波信號，其中是電機軸的角位置(也可以稱為電機軸的角度)。然后旋轉變壓器輸出信號由旋轉變壓器解碼器解碼以獲取角度的估計。本領域需要以較低硬件成本和/或較低計算能力要求來提供角度的準確估計的旋轉變壓器解碼器。
技術實現要素：
5.在一些實施例中，一種旋轉變壓器解碼器電路包括：被配置為計算預定時間段上的第一數字信號的第一加權和的第一濾波器電路，其中第一數字信號包括來自旋轉變壓器的第一次級繞組的第一模擬信號的第一數字樣本；被配置為計算預定時間段上的第二數字信號的第二加權和的第二濾波器電路，其中第二數字信號包括來自旋轉變壓器的第二次級繞組的第二模擬信號的第二數字樣本，其中第一模擬信號和第二模擬信號被配置為由被施加到旋轉變壓器的輸入繞組的正弦波信號感應出；以及被配置為通過分別調節第一加權和的第一符號和調節第二加權和的第二符號來生成第一輸出和第二輸出的整流器。
6.在一些實施例中，一種具有集成的旋轉變壓器解碼器電路的處理器，處理器包括：模數轉換器(adc)電路，該adc電路被配置為：通過轉換來自旋轉變壓器的正弦繞組的第一模擬信號來生成第一數字樣本，以及通過轉換來自旋轉變壓器的余弦繞組的第二模擬信號來生成第二數字樣本，第一模擬信號和第二模擬信號是通過用正弦波信號激勵旋轉變壓器
的輸入繞組而生成的；耦合到adc電路并且被配置為計算預定時間段上的第一數字樣本的第一加權和的第一抽頭延遲線(tdl)濾波器；耦合到adc電路并且被配置為計算預定時間段上的第二數字樣本的第二加權和的第二tdl濾波器；被配置為通過分別調節第一加權和的第一符號和第二加權和的第二符號來生成第一輸出和第二輸出的整流器；以及耦合到整流器的中央處理單元。
7.在一些實施例中，一種操作旋轉變壓器解碼器電路的方法包括：將來自旋轉變壓器的正弦繞組的第一模擬信號轉換為第一數據樣本；將來自旋轉變壓器的余弦繞組的第二模擬信號轉換為第二數據樣本；計算預定時間段上的第一數據樣本的第一加權和；計算預定時間段上的第二數據樣本的第二加權和；基于預定時間段在正弦波信號的周期內的位置調節第一加權和的第一符號和第二加權和的第二符號；在該調節之后，將第一加權和除以第二加權和以獲取值；以及確定該值的反正切以獲取角度。
附圖說明
8.本發明的一個或多個實施例的細節在附圖和以下描述中闡述。本發明的其他特征、目的和優點將從描述和附圖以及權利要求中很清楚。在附圖中，相同的附圖標記在各個視圖中通常表示相同的組成部分，為了簡潔起見，通常不會對其進行重新描述。為了更完整地理解本發明，現參考以下結合附圖進行的描述，在附圖中：
9.圖1示出了一個實施例中的電機系統的框圖；
10.圖2示出了一個實施例中的旋轉變壓器中的初級繞組和次級繞組；
11.圖3示出了一個實施例中的旋轉變壓器的輸入信號和輸出信號；
12.圖4示出了一個實施例中的旋轉變壓器解碼器的框圖；
13.圖5示出了一個實施例中的旋轉變壓器解碼器中的數字濾波器的示意圖；
14.圖6示出了一個實施例中的用于分配濾波器抽頭系數的策略；
15.圖7a和7b示出了另一實施例中的用于分配濾波器抽頭系數的策略；
16.圖8示出了又一實施例中的用于分配濾波器抽頭系數的策略；以及
17.圖9示出了一些實施例中的用于操作旋轉變壓器解碼器電路的方法的流程圖。
具體實施方式
18.下面詳細討論當前優選實施例的制作和使用。然而，應當理解，本發明提供了很多可應用的發明概念，這些概念可以體現在各種各樣的特定環境中。所討論的具體實施例僅用于說明制造和使用本發明的具體方式，并不限制本發明的范圍。
19.本發明將在特定上下文中針對示例性實施例進行描述，即，具有硬件濾波器和硬件整流器的數字旋轉變壓器解碼器。
20.圖1示出了一個實施例中的電機系統100的框圖。注意，為簡單起見，并未示出電機系統100的所有特征。
21.參考圖1，電機控制系統101包括電機101，電機101可以是例如三相電機。電機101由功率級121驅動，功率級121可以包括為電機101提供驅動電壓的驅動電路。例如，功率級121可以包括三個并聯驅動電路，每個驅動電路用于驅動電機101的三個相中的一個相。驅動電路中的每個可以具有其相應功率開關(例如，高壓側功率開關和低壓側功率開關)。功
率級121由中央處理單元(cpu)109控制。cpu 109具有存儲器模塊108(例如，非易失性存儲器)。存儲器模塊108可以存儲用于電機控制算法的計算機程序(例如，計算機代碼)。此外，存儲器模塊108可以存儲與例如系統設置或濾波器電路115的濾波器系數相關的各種參數。
22.如圖1所示，旋轉變壓器103的轉子耦合到電機軸，使得轉子與電機軸一起旋轉。旋轉變壓器103的兩個次級繞組提供兩個輸出信號 104a和104b，兩個輸出信號104a和104b可以用于確定電機軸的角度圖2和3示出了關于旋轉變壓器103和輸出信號104a和104b 的細節。
23.暫時參考圖2，圖2示出了旋轉變壓器103的初級繞組131和旋轉變壓器103的兩個次級繞組，其中次級繞組包括第一次級繞組133 和第二次級繞組135。初級繞組131可以是轉子繞組，并且次級繞組 133/135可以是兩個定子繞組。兩個次級繞組133/135被機械地布置成使得它們的線圈偏移90
°
角。
24.旋轉變壓器103通過用激勵電壓v
in
激勵或刺激初級繞組131在次級繞組133/135處生成輸出信號，激勵電壓v
in
是由 v
in
＝a*sin(ωct)表示的正弦波信號，其中ωc是為正弦波信號的角頻率，a是正弦波信號的幅度。正弦波信號v
in
在次級繞組133/135 中的每個處感應出電壓。次級繞組133/135處的輸出電壓是正弦波信號v
in
的幅度調制版本，其中正弦波信號v
in
的幅度由電機軸的角度的正弦和余弦調制。例如，跨第一次級繞組133的端子的電壓v
sin
和跨第二次級繞組135的端子的電壓v
cos
可以由下式表示：
[0025][0026][0027]
其中k是旋轉變壓器103的傳輸比。對于給定旋轉變壓器103，傳輸比k是常數。由于第一次級繞組133的輸出電壓v
sin
由進行幅度調制，因此第一次級繞組133也稱為旋轉變壓器103的正弦繞組。類似地，第二次級繞組135也稱為旋轉變壓器103的余弦繞組。在所示示例中，輸出電壓v
sin
是圖1中的輸出信號104a，并且輸出電壓 v
cos
是圖1中的輸出信號104b。
[0028]
注意，電機軸的角度實際上是時變信號，并且可以由下式表示：其中ωm是電機軸的角頻率。然而，正弦波信號v
in
的角頻率ωc被選擇為遠高于電機軸的角頻率ωm(例如，ωc＞＞ωm)，并且因此，在正弦波信號的周期t(t＝2π/ωc)期間，電機軸的角度變化很小并且可以被認為是常數。如將在下文更詳細地討論的，旋轉變壓器解碼器130的信號處理在正弦波信號的一個周期(period)t(也稱為循環(cycle))內處理輸出電壓v
sin
和v
cos
的數字樣本。因此，出于由旋轉變壓器解碼器130執行的信號處理的目的，電機軸的角度可以被視為常數(例如，在每個周期t內恒定)，并且在下文中的等式中表示為常數角度以簡化分析。
[0029]
圖3示出了一個實施例中的旋轉變壓器103的輸入信號v
in
以及輸出信號v
sin
和v
cos
。此外，圖3進一步示出了調制輸入信號v
in
幅度的電機軸角度圖3頂部的三個子圖分別示出了信號v
in
、v
sin
和v
cos
。圖3底部的子圖示出了軸角度子圖的x軸對準并且表示時間，y
軸表示信號的值。圖3中的曲線301示出了調制正弦波信號 v
sin
的包絡遵循緩慢變化的調制信號的形狀。類似地，圖3中的曲線303示出了調制正弦波信號v
cos
的包絡遵循緩慢變化的調制信號的形狀。
[0030]
再次參考圖1，激勵電壓v
in
由激勵電路105生成，激勵電路105 可以是或包括低通濾波器。激勵電路105接受由pwm電路107生成的脈寬調制(pwm)信號作為輸入。pwm電路107(也稱為pwm 外圍設備)由cpu 109控制并且生成pwm脈沖序列，該pwm脈沖序列在由激勵電路105處理(例如，濾波)之后變成正弦波信號v
in
。
[0031]
仍然參考圖1，來自旋轉變壓器103的輸出信號104a和104b由緩沖電路119處理。緩沖電路119執行信號調節功能，諸如修改/去除輸出信號104a和104b的偏移(例如，dc電平)、和/或電壓轉換。例如，輸出信號104a和104b的電壓可以具有在大約17v到大約20v 之間的幅度。緩沖電路119將輸出信號104a和104b的幅度轉換(例如，縮放)到與模數轉換器(adc)電路117兼容的電壓范圍，諸如在大約3v到大約5v之間。緩沖電路119的輸出是信號106a和106b，它們可以分別是信號104a和104b的縮放版本。換言之，信號106a 是由緩沖電路119處理后的信號104a，而信號106b是由緩沖電路 119處理后的信號104b。
[0032]
緩沖電路119的輸出被發送到旋轉變壓器解碼器130(也稱為數字旋轉變壓器解碼器或旋轉變壓器解碼器電路)。基于信號106a和 106b的數字樣本，旋轉變壓器解碼器130生成電機軸的角度的估計角度如圖1所示，旋轉變壓器解碼器130包括模數轉換器(adc) 電路117、濾波器電路115、硬件整流器113和角度計算電路111。 adc電路117將信號106a和106b轉換為數字樣本。濾波器電路115 計算預定時間段(例如，持續時間t/2)上的信號106a的數字樣本的第一加權和，并且計算預定時間段(例如，持續時間t/2)上的信號106b的數字樣本的第二加權和，其中預定時間段在正弦波信號 sin(ωct)的周期t的前半部分或后半部分內。硬件整流器113根據預定時間段是在正弦波信號的周期t的前半部分還是后半部分內來調節第一加權和和第二加權和的符號。硬件整流器113的輸出被發送到角度計算電路111以獲取角度作為電機軸的角度的估計。下文將參考圖4、圖5、圖6討論更多細節。
[0033]
在一些實施例中，角度計算電路111在旋轉變壓器解碼器130中被省略，并且角度計算電路111的功能由cpu 109執行。換言之，代替使用專用硬件(例如，角度計算電路111)計算估計角度cpu 109 計算估計角度
[0034]
在一些實施例中，旋轉變壓器解碼器130、cpu 109、存儲器模塊108、pwm電路107(如果形成)和cpu 109的其他外圍模塊被集成到與單個半導體器件150相同的半導體襯底上，該半導體襯底可以稱為處理器150、具有集成旋轉變壓器解碼器的微控制器150、或簡稱為微控制器150。與其中旋轉變壓器解碼器130在專用半導體器件 (例如，專用集成電路(asic))中實現并且cpu 109在另一器件中實現的解決方案相比，所公開的微控制器150具有電機控制系統 100的集成密度更高(因此成本更低)的優點。與其中cpu 109實現旋轉變壓器解碼器130的部分或全部功能的軟件解決方案相比，微控制器150的公開結構將計算密集型任務(例如，計算濾波器電路115 的輸出的任務)卸載到硬件電路，因此cpu 109可以為其他系統任務保留更多的計算資源。結果，提高了電機控制系統100的實時性能。
[0035]
圖4示出了一個實施例中的旋轉變壓器解碼器130的框圖。圖4 的旋轉變壓器解碼
器130示出了比圖1的更多的細節，并且可以用作圖1的旋轉變壓器解碼器130。
[0036]
如圖4所示，信號106a(例如，對應于v
sin
信號)和106b(例如，對應于v
cos
信號)被發送到adc電路117以轉換為數字樣本。 adc電路117可以包括兩個模數轉換器118a和118b、或兩個輸入通道118a和118b，以同步地轉換信號106a和106b。例如，同一采樣時鐘信號120可以用于驅動用于轉換信號106a和106b的電路(例如，118a和118b)，使得信號106a和106b在同一時刻被采樣。因此，信號106a和106b的數字樣本對被發送到濾波器電路115，其中每對中的兩個數字樣本在同一時刻被采樣。
[0037]
濾波器電路115具有兩個有限脈沖響應(fir)濾波器115a和 115b。信號106a的數字樣本被發送到fir濾波器115a，并且信號 106b的數字樣本被發送到fir濾波器115b。fir濾波器115a和115b 的細節在圖5中示出。
[0038]
暫時參考圖5，圖5示出了fir濾波器115a和115b的示意圖。如圖5所示，fir濾波器115a具有帶有多個延遲元件401的抽頭延遲線(tdl)，該tdl可以實現為多個串聯連接的存儲器元件，諸如觸發器。fir濾波器115a的tdl的輸入是x(n)它是信號106a 的數字樣本。tdl具有多個抽頭，并且每個抽頭具有相應系數403(標記為ak，k＝0、1、2、
……
、m)，該系數用于縮放(例如，乘以) 抽頭處的值。換言之，每個系數403表示具有對應比例因子ak的乘數。 fir濾波器115a還具有多個加法器405，加法器405將所有縮放值相加以生成fir濾波器115a的輸出。因此，fir濾波器115a計算在 tdl的輸入處和在延遲元件401中的數字樣本的加權和。fir濾波器 115b具有與fir濾波器115a相同的結構，但用于處理輸入數據 y(n)，該輸入數據是信號106b的數字樣本。此外，fir濾波器115b 的濾波器系數403表示為bk，k＝0、1、2、
……
m，其可以獨立于fir 濾波器115a的系數ak來選擇。fir濾波器115a和115b的輸出由下式給出：
[0039][0040][0041]
在所示實施例中，adc電路117的采樣頻率fs被選擇為比正弦波信號sin(ωct)的頻率fc高若干數量級(例如，10倍、20倍、100倍或更多)，其中fc＝ωc/(2π)在示例實施例中，fs與fc之間的比值被選擇為2n，其中n是正整數(例如，n≥10)，諸如10、20或100。這表示，對于正弦波信號sin(ωct)的每個周期t，為信號106a生成 2n個數字樣本，并且為信號106b生成2n個數字樣本。此外，fir 濾波器115a/115b的抽頭數目m+1被選擇為使得被每個fir濾波器的tdl覆蓋的持續時間等于或小于周期t的一半，或者等效地，m≤n。
[0042]
在一些實施例中，濾波器系數ak和bk被選擇為1，使得fir濾波器115a和115b簡單地計算在持續時間mts內所有數字樣本的總和，其中ts＝1/fs是adc電路117的采樣周期。當fir濾波器115a(或 115b)在tdl中的最早數字樣本(例如，存儲在tdl的最右邊的延遲元件401中的數字樣本)對應于信號106a(或106b)在正弦波信號sin(ωct)的周期t的起點(例如，t＝0)處的樣本時，fir濾波器 115a(或115b)的輸出是設置在正弦波信號的周期t的前半部分內的數字樣本的總和。特別地，當m＝n時，存儲在fir濾波器115a(或 115b)的抽頭延遲線中的數字樣本正好覆蓋正弦波信號的周期t的前半部分。由于采樣頻率fs遠高于正弦波信號sin(ωct)的頻率fc，等式 (3)和(4)中的fir濾波器115a和115b的輸出分別提供以下積分值的近似值：
[0043][0044][0045]
出于類似的原因，當存儲在fir濾波器115a(或115b)的抽頭延遲線中的最舊數字樣本對應于信號106a(或106b)在正弦波信號 sin(ωct)的周期t的中點(例如，t＝t/2)處的樣本時，等式(3)和 (4)中的濾波器115a和115b的輸出分別提供以下積分值的近似值：
[0046][0047][0048]
注意，為簡單起見，等式(5)和(6)(以及(7)和(8))中的積分值省略了正常數比例因子，該比例因子由例如等式(1)和(2) 中的正值a和k、以及緩沖電路119的正比例因子確定。如下文將討論的，等式(5)和(6)或(7)和(8)中的積分值中的正常數比例因子不會改變稍后執行的角度計算的結果。
[0049]
回想一下，在圖1中，由激勵電路105用于生成正弦波信號 sin(ωct)的pwm脈沖是在cpu 109的控制下生成的。因此，cpu 109 知道正弦波信號sin(ωct)的時序，諸如正弦波信號sin(ωct)的周期t 的起點(例如，t＝0)、中點(例如，t＝t/2)或終點(例如，t＝t)。另外，由旋轉變壓器103、緩沖電路119和adc電路117引入的時間延遲是固定值，并且是已知的或者可以通過例如校準過程來測量。因此，cpu 109(或pwm電路107)已知饋入fir濾波器115a/115b 的數字樣本(也稱為數據樣本)的時序信息，諸如哪個數字樣本對應于幅度調制的正弦波信號的周期t內的起點、中點或終點。例如，在 fir濾波器115a/115b的輸入處的與幅度調制的正弦波信號的周期t 的起點相對應的數字樣本x(n)和y(n)可以通過對從激勵電路105的輸出處的正弦波信號的已知起點開始的預定時鐘周期數(其對應于預定時間延遲)進行計數來標識。
[0050]
圖1示出了從pwm電路107到硬件整流器113的控制信號路徑 123。在一些實施例中，控制信號路徑123用于發送數據樣本的時序信息，諸如脈沖，該脈沖用于指示在fir濾波器115a/115b的輸入處的當前數據樣本x(n)和y(n)是與周期t的中點相對應的樣本、或者等效地是與正弦波信號的2π周期內的角度π相對應的樣本。諸如上面討論的脈沖等時序形成用于指示fir濾波器115a/115b的當前輸出對應于角度0到π之間的積分值(例如，等式(5)和(6))、或角度π到2π之間的積分值(例如，等式(7)和(8))。盡管圖1示出了時序信息從pwm電路107發送到硬件整流器113，但是時序信息也可以從cpu 109發送到硬件整流器113。
[0051]
注意，等式(5)和(6)中的積分值v
sin
和v
cos
分別提供了按縮放的和的縮放版本，具有正值，因為對于0到π之間的角度具有正值。類似地，等式(7)和(8)中的積分值v
sin
和v
cos
分別提供了按
縮放的和的縮放版本，具有負值，因為對于π到2π之間的角度具有負值。等式(7)和(8)的積分值中的負比例因子可能會導致在基于和來計算估計軸角度時出現誤差。因此，在一些實施例中，等式(7)和(8)的積分值通過乘以值-1或者等效地通過改變(或反轉)等式(7)和(8) 的積分值的符號來調節(例如，校正)。
[0052]
再次參考圖4，當fir濾波器115a/115b的輸出對應于等式(7) 和(8)的積分值時，或者等效地，當存儲在fir濾波器115a/115b 的抽頭延遲線中的數據樣本是幅度調制的正弦波信號的周期t的后半部分(例如，在角度π到2π之間)中的數據樣本時，硬件整流器 113通過例如使用乘法器601(例如，601a和601b)乘以值-1來校正fir濾波器115a/115b的輸出。相反，當fir濾波器115a/115b 的輸出對應于等式(5)和(6)的積分值時，或者等效地，當存儲在 fir濾波器115a/115b的抽頭延遲線中的數據樣本是在幅度調制的正弦波信號的周期t的前半部分(例如，在角度0到π之間)中的數據樣本時，硬件整流器113使fir濾波器115a/115b的輸出通過，例如，通過乘以值1。
[0053]
硬件整流器113的符號表603跟蹤fir濾波器115/117的輸出的符號。換言之，符號表603確定乘法值1還是-1用于與fir濾波器 115a/115b的輸出相乘。如上所述，控制信號路徑123發送數據樣本的時序信息，或者等效地，發送關于fir濾波器115a/115b的輸出是對應于等式(5)和(6)還是對應于等式(7)和(8)的時序信息。例如，控制信號路徑123可以每半個周期t發送一次所謂的“過零脈沖”，該過零脈沖指示fir濾波器115a/115b的當前輸出是對應于等式(5)和(6)還是對應于等式(7)和(8)。在一些實施例中，符號表603以乘法值1開始，并且每次接收到過零脈沖時在1到-1之間切換乘法值。因此，在所示實施例中，硬件整流器113每半個周期t 將fir濾波器115a/115b的輸出與值1或-1相乘，使得硬件整流器 113的輸出總是按正比例因子縮放后的和的值。
[0054]
仍然參考圖4，硬件整流器113的輸出被發送到角度計算電路 111，角度計算電路111執行反正切函數和后處理以求出角度的估計角度具體地，角度計算電路111通過下式求出第一角度α
[0055][0056]
在一些實施例中，作為低成本解決方案，反正切函數被實現為查表(lut)，其中計算的值并且將其用作lut的索引以求出反正切函數的值。注意，由反正切函數計算的角度α在-π/2 到π/2之間，而電機軸的角度在0到2π之間。后處理被執行以基于角度的象限計算估計角度角度的象限由和的符號確定。例如，如果基于和的符號，角度在第一象限內，則如果角度在第二象限內，則如果角度在第三象限內，則如果角度在第四象限內，則然后將估計角度發送到cpu 109。cpu 109可以基于電機控制算法確定電
機101的驅動電壓，使得電機101以閉環控制方式被控制。
[0057]
本領域技術人員將容易理解，cpu 109可以在電機101的操作期間生成在多個時間段上連續持續的正弦波信號。對正弦波信號的每個周期t重復執行上述處理(其針對正弦波信號的每半個周期生成估計角度)，使得cpu 109以正弦波信號的周期的兩倍獲取電機軸的角度的已更新估計。
[0058]
所公開的fir濾波器115a/115b在正弦波信號的周期t的前半部分或后半部分上對幅度調制的正弦波信號進行積分(例如，相加)，這具有提高和(其縮放版本)的計算值的質量(例如，信噪比(snr))的優點。這是因為，在實際系統中，旋轉變壓器103 的輸出電壓v
sin
和v
cos
具有噪聲(例如，隨機噪聲)，這會降低輸出電壓的質量。積分運算(參見等式(5)和(6)、或(7)和(8)) 對隨機噪聲進行平均，從而降低了噪聲功率，而不會對正在計算的值 (和)產生不利影響。與直接使用來自adc電路117 的每對數字樣本來計算反正切的方法相比，所公開的處理提供了估計角度的精度的顯著提高。
[0059]
在以上討論中，fir濾波器115a/115b的系數被設置為值1以簡化討論。然而，fir濾波器115a/115b的系數可以選擇為不同值以提高性能。例如，與接近正弦波信號的0、π和2π的角度相對應的數字樣本具有較小幅度，并且由于系統中的隨機噪聲，這些數字樣本的質量(例如，較低snr)低于與接近π/2或3π/2的角度相對應的數字樣本。因此，為具有較低質量的數字樣本(例如，接近正弦波信號的過零位置)分配較小權重(例如，具有較小值的濾波器系數)、以及為具有較高質量的數字樣本(例如，接近正弦波信號的最大值位置)分配較高權重可能是有利的。圖6示出了改進fir濾波器115a和115b 的輸出質量的權重分配策略。
[0060]
參考圖6，fir濾波器115a(或115b)的抽頭系數(參見例如圖6中的a1、a2、
……
、ak)被選擇為等于或成比例于在與濾波器抽頭的位置相對應的位置處的正弦波信號的值。例如，抽頭系數的幅度遵循正弦波信號的包絡(例如，周期t的一半中的包絡)。
[0061]
圖7a和7b示出了用于分配fir濾波器115aa(或115b)的抽頭系數的另一種策略。在圖7a和7b的示例中，抽頭系數不遵循正弦波信號的包絡，但對于旋轉變壓器輸出信號具有較大幅度的數字樣本，抽頭系數仍然較大，而對于旋轉變壓器輸出信號具有較小幅度的數字樣本，抽頭系數較小。例如，抽頭系數可以通過計算向量a與其自身的卷積來計算，其中向量a中的值遵循正弦波信號的包絡(例如，在周期t的一半中)。圖7a繪制了示例向量a＝[0.309 0.588 0.809 0.951 1.000 0.951 0.809 0.588 0.309]。由向量b表示的抽頭系數是向量a與其自身的卷積(例如，b＝a*a)。對于上面的示例向量a，對應抽頭系數為b＝[0.019 0.073 0.169 0.308 0.478 0.660 0.828 0.951 1.000 0.951 0.828 0.660 0.478 0.308 0.169 0.073 0.019]。圖7b繪制了抽頭系數b。從圖7b中可以看出，這種向量a的卷積具有鐘形，其突出(例如，放大)了中心部分并且衰減(例如，減少)了尾部部分 (例如，鐘形的邊緣處的部分)。這進一步提高了fir濾波器115a 和115b的輸出質量。
[0062]
圖8示出了另一種抽頭系數分配策略。在圖8中，只有與正弦波信號峰值周圍的位置相對應的濾波器抽頭(參見圖8中正弦波信號峰值周圍的中央區域δα)被分配非零值，并且中央區域之外的濾波器抽頭(例如，靠近零交叉位置)被分配零值。換言之，在計算中只使用具有高snr的數字樣本。
[0063]
雖然等式(5)和(6)(或(7)和(8))中的積分是在正弦波信號的周期t的整個前半部
分或整個后半部分上，但本領域技術人員將容易理解，這些僅僅是非限制性示例。積分范圍、或者等效地fir 濾波器115a/115b中的抽頭延遲線的跨度不必覆蓋正弦波信號的周期t的整個前半部分或整個后半部分。相反，fir濾波器115a/115b 中的抽頭延遲線可以僅覆蓋正弦波信號的周期t的前半部分或后半部分的一部分。
[0064]
圖9示出了一些實施例中的用于操作旋轉變壓器解碼器電路的方法1000的流程圖。應當理解，圖9所示的實施例方法僅僅是很多可能的實施例方法的示例。本領域普通技術人員將認識到很多變化、替代和修改。例如，可以添加、移除、替換、重新布置和重復如圖9所示的各種步驟。
[0065]
參考圖9，在框1010，將來自旋轉變壓器的正弦繞組的第一模擬信號轉換為第一數據樣本。在框1020，將來自旋轉變壓器的余弦繞組的第二模擬信號轉換為第二數據樣本。在框1030，計算預定時間段上的第一數據樣本的第一加權和。在框1040，計算預定時間段上的第二數據樣本的第二加權和。在框1050，基于預定時間段在正弦波信號的周期內的位置調節第一加權和的第一符號和第二加權和的第二符號。在框1060，在該調節之后，將第一加權和除以第二加權和以獲取值。在框1070，確定該值的反正切以獲取角度。
[0066]
所公開的實施例可以實現優點。例如，濾波器電路115計算來自旋轉變壓器103的輸出信號的加權和以獲取和的縮放版本。濾波器電路115的平均效應降低了濾波器電路115的輸出中的噪聲，從而改進了對電機軸的角度的估計。此外，可以分配濾波器系數以跟隨正弦波信號的幅度，從而向具有較大幅度的旋轉變壓器輸出信號分配較高權重。這也提高了電機軸的角度估計的準確性。通過在正弦波信號的半周期t內的持續時間上執行積分操作，可以通過硬件整流器113容易地調節積分操作的輸出的符號。與在整個周期t上的積分(其中周期t的后半部分中的每個數據樣本需要乘以-1)相比，所公開的結構允許使用低復雜度的硬件整流器113。所公開的旋轉變壓器解碼器130提供了一種可以與cpu 109集成的低成本硬件解決方案。硬件旋轉變壓器解碼器130執行諸如fir濾波等計算密集型操作，這些操作將這些任務從cpu 109卸載，從而使得電機控制系統的實時性能得到提高。
[0067]
這里總結了本發明的示例實施例。還可以從說明書的全部內容和本文中提交的權利要求來理解其他實施例。
[0068]
示例1.在一個實施例中，一種旋轉變壓器解碼器電路，包括：第一濾波器電路，被配置為計算預定時間段上的第一數字信號的第一加權和，其中所述第一數字信號包括來自旋轉變壓器的第一次級繞組的第一模擬信號的第一數字樣本；第二濾波器電路，被配置為計算所述預定時間段上的第二數字信號的第二加權和，其中所述第二數字信號包括來自所述旋轉變壓器的第二次級繞組的第二模擬信號的第二數字樣本，其中所述第一模擬信號和所述第二模擬信號被配置為由被施加到所述旋轉變壓器的輸入繞組的正弦波信號感應出；以及整流器，被配置為通過分別調節所述第一加權和的第一符號和調節所述第二加權和的第二符號來生成第一輸出和第二輸出。
[0069]
示例2.根據示例1所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述整流器具有被配置為接收控制信號的輸入端子，所述控制信號指示所述預定時間段是對應于所述正弦波信號的周期的前半部分還是所述正弦波信號的周期的后半部分。
[0070]
示例3.根據示例2所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述整流器被配置為：當所
述控制信號指示所述預定時間段對應于所述正弦波信號的周期的所述后半部分時，反轉所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號；以及當所述預定時間段對應于所述正弦波信號的周期的所述前半部分時，保持所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號不變。
[0071]
示例4.根據示例1所述的旋轉變壓器解碼器電路，還包括模數轉換器(adc)電路，其中所述adc電路被配置為使用相同采樣時鐘信號對所述第一模擬信號和所述第二模擬信號進行采樣。
[0072]
示例5.根據示例1所述的旋變解碼器電路，還包括角度計算電路，其中所述角度計算電路被配置為：計算所述整流器的所述第一輸出與所述整流器的所述第二輸出之間的比值；以及通過對所述比值執行反正切函數，確定第一角度。
[0073]
示例6.根據示例5所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述旋轉變壓器的所述第一次級繞組是正弦繞組，并且所述旋轉變壓器的所述第二次級繞組是余弦繞組。
[0074]
示例7.根據示例5所述的旋轉變壓器譯碼電路，其中所述角度計算電路還被配置為：基于所述整流器的所述第一輸出和所述第二輸出的符號，確定由所述第一模擬信號和所述第二模擬信號指示的角度的象限；以及通過基于所確定的象限調節所述第一角度，確定由所述第一模擬信號和所述第二模擬信號指示的所述角度。
[0075]
示例8.根據示例1所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述第一濾波器電路和所述第二濾波器電路中的每個濾波器電路包括：輸入端子；輸出端子；抽頭延遲線(tdl)，耦合到所述輸入端子并且具有抽頭，其中所述tdl的所述抽頭中的每個抽頭具有相應的權重因子；以及多個加法器，被配置為在所述輸出端子處生成所述tdl的所述抽頭處的數字值的加權和。
[0076]
示例9.根據示例8所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述tdl 的所述權重因子相等。
[0077]
示例10.根據示例8所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述 tdl的所述權重因子不同。
[0078]
示例11.根據示例10所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述tdl的所述權重因子的幅度遵循所述正弦波信號的包絡。
[0079]
示例12.在一個實施例中，一種具有集成的旋轉變壓器解碼器電路的處理器，所述處理器包括：模數轉換器(adc)電路，被配置為：通過轉換來自旋轉變壓器的正弦繞組的第一模擬信號來生成第一數字樣本，以及通過轉換來自所述旋轉變壓器的余弦繞組的第二模擬信號來生成第二數字樣本，所述第一模擬信號和所述第二模擬信號通過用正弦波信號激勵所述旋轉變壓器的輸入繞組而生成；第一抽頭延遲線(tdl)濾波器，耦合到所述adc電路并且被配置為計算預定時間段上的所述第一數字樣本的第一加權和；第二tdl濾波器，耦合到所述adc電路并且被配置為計算所述預定時間段上的所述第二數字樣本的第二加權和；整流器，被配置為通過分別調節所述第一加權和的第一符號和所述第二加權和的第二符號來生成第一輸出和第二輸出；以及中央處理單元(cpu)，耦合到所述整流器。
[0080]
示例13.根據示例12所述的處理器，其中所述整流器被配置為通過以下方式調節所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號：如果所述正弦波信號在所述預定時間段期間具有負值，則反轉所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權
和的所述第二符號；以及如果所述正弦波信號在所述預定時間段期間具有正值，則保持所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號不變。
[0081]
示例14.根據示例12所述的處理器，其中所述adc電路被配置為同步地生成所述第一數字樣本和所述第二數字樣本。
[0082]
示例15.根據示例12所述的處理器，其中所述第一tdl濾波器具有用于在所述預定時間段內的第一時刻縮放所述第一數字樣本的第一權重因子，其中所述第一權重因子中的至少一些第一權重因子與在所述預定時間段內的所述第一時刻所述正弦波信號的幅度成比例。
[0083]
示例16.根據示例12所述的處理器，其中所述cpu被配置為：基于所述整流器的所述第一輸出和所述第二輸出，確定由所述第一模擬信號和所述第二模擬信號指示的角度的象限；將所述整流器的所述第一輸出除以所述整流器的所述第二輸出以獲取第一值；對所述第一值執行反正切函數以獲取第一角度；以及基于所確定的象限調節所述第一角度，以獲取由所述第一模擬信號和所述第二模擬信號指示的所述角度的估計。
[0084]
示例17.根據示例16所述的處理器，其中所述cpu被配置為使用查表來執行所述反正切函數。
[0085]
示例18.在一個實施例中，一種操作旋轉變壓器解碼器電路的方法，所述方法包括：將來自旋轉變壓器的正弦繞組的第一模擬信號轉換為第一數據樣本；將來自所述旋轉變壓器的余弦繞組的第二模擬信號轉換為第二數據樣本；計算預定時間段上的所述第一數據樣本的第一加權和；計算預定時間段上的所述第二數據樣本的第二加權和；基于所述預定時間段在正弦波信號的周期內的位置調節所述第一加權和的第一符號和所述第二加權和的第二符號；在所述調節之后，將所述第一加權和除以所述第二加權和以獲取值；以及確定所述值的反正切以獲取角度。
[0086]
示例19.根據示例18所述的方法，其中調節所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號包括：當所述預定時間段在所述正弦波信號的所述周期的后半部分內時，反轉所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號；以及當所述預定時間段在所述正弦波信號的所述周期的前半部分內時，保持所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號不變。
[0087]
示例20.根據示例18所述的方法，其中所述第一模擬信號和所述第二模擬信號使用模數轉換器電路被同步地轉換為數字樣本。
[0088]
雖然已經參考說明性實施例描述了本發明，但是本說明書不旨在被解釋為限制性的。參考說明書，本領域技術人員將清楚說明性實施例以及本發明的其他實施例的各種修改和組合。因此，所附權利要求旨在涵蓋任何這樣的修改或實施例。
技術特征：
1.一種旋轉變壓器解碼器電路，包括：第一濾波器電路，被配置為計算預定時間段上的第一數字信號的第一加權和，其中所述第一數字信號包括來自旋轉變壓器的第一次級繞組的第一模擬信號的第一數字樣本；第二濾波器電路，被配置為計算所述預定時間段上的第二數字信號的第二加權和，其中所述第二數字信號包括來自所述旋轉變壓器的第二次級繞組的第二模擬信號的第二數字樣本，其中所述第一模擬信號和所述第二模擬信號被配置為由被施加到所述旋轉變壓器的輸入繞組的正弦波信號感應出；以及整流器，被配置為通過分別調節所述第一加權和的第一符號和調節所述第二加權和的第二符號來生成第一輸出和第二輸出。2.根據權利要求1所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述整流器具有被配置為接收控制信號的輸入端子，所述控制信號指示所述預定時間段是對應于所述正弦波信號的周期的前半部分還是所述正弦波信號的周期的后半部分。3.根據權利要求2所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述整流器被配置為：當所述控制信號指示所述預定時間段對應于所述正弦波信號的周期的所述后半部分時，反轉所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號；以及當所述預定時間段對應于所述正弦波信號的周期的所述前半部分時，保持所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號不變。4.根據權利要求1所述的旋轉變壓器解碼器電路，還包括模數轉換器(adc)電路，其中所述adc電路被配置為使用相同采樣時鐘信號對所述第一模擬信號和所述第二模擬信號進行采樣。5.根據權利要求1所述的旋轉變壓器解碼器電路，還包括角度計算電路，其中所述角度計算電路被配置為：計算所述整流器的所述第一輸出與所述整流器的所述第二輸出之間的比值；以及通過對所述比值執行反正切函數來確定第一角度。6.根據權利要求5所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述旋轉變壓器的所述第一次級繞組是正弦繞組，并且所述旋轉變壓器的所述第二次級繞組是余弦繞組。7.根據權利要求5所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述角度計算電路還被配置為：基于所述整流器的所述第一輸出和所述第二輸出的符號，確定由所述第一模擬信號和所述第二模擬信號指示的角度的象限；以及通過基于所確定的象限調節所述第一角度，確定由所述第一模擬信號和所述第二模擬信號指示的所述角度。8.根據權利要求1所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述第一濾波器電路和所述第二濾波器電路中的每個濾波器電路包括：輸入端子；輸出端子；抽頭延遲線tdl，耦合到所述輸入端子并且具有抽頭，其中所述tdl的所述抽頭中的每個抽頭具有相應的權重因子；以及多個加法器，被配置為在所述輸出端子處生成所述tdl的所述抽頭處的數字值的加權和。
9.根據權利要求8所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述tdl的所述權重因子相等。10.根據權利要求8所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述tdl的所述權重因子不同。11.根據權利要求10所述的旋轉變壓器解碼器電路，其中所述tdl的所述權重因子的幅度遵循所述正弦波信號的包絡。12.一種具有集成的旋轉變壓器解碼器電路的處理器，所述處理器包括：模數轉換器adc電路，被配置為：通過轉換來自旋轉變壓器的正弦繞組的第一模擬信號來生成第一數字樣本，以及通過轉換來自所述旋轉變壓器的余弦繞組的第二模擬信號來生成第二數字樣本，所述第一模擬信號和所述第二模擬信號通過用正弦波信號激勵所述旋轉變壓器的輸入繞組而生成；第一抽頭延遲線tdl濾波器，耦合到所述adc電路并且被配置為計算預定時間段上的所述第一數字樣本的第一加權和；第二tdl濾波器，耦合到所述adc電路并且被配置為計算所述預定時間段上的所述第二數字樣本的第二加權和；整流器，被配置為通過分別調節所述第一加權和的第一符號和所述第二加權和的第二符號來生成第一輸出和第二輸出；以及中央處理單元cpu，耦合到所述整流器。13.根據權利要求12所述的處理器，其中所述整流器被配置為通過以下方式調節所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號：如果所述正弦波信號在所述預定時間段期間具有負值，則反轉所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號；以及如果所述正弦波信號在所述預定時間段期間具有正值，則保持所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號不變。14.根據權利要求12所述的處理器，其中所述adc電路被配置為同步地生成所述第一數字樣本和所述第二數字樣本。15.根據權利要求12所述的處理器，其中所述第一tdl濾波器具有用于在所述預定時間段內的第一時刻縮放所述第一數字樣本的第一權重因子，其中所述第一權重因子中的至少一些第一權重因子與在所述預定時間段內的所述第一時刻所述正弦波信號的幅度成比例。16.根據權利要求12所述的處理器，其中所述cpu被配置為：基于所述整流器的所述第一輸出和所述第二輸出，確定由所述第一模擬信號和所述第二模擬信號指示的角度的象限；將所述整流器的所述第一輸出除以所述整流器的所述第二輸出以獲取第一值；對所述第一值執行反正切函數以獲取第一角度；以及基于所確定的象限調節所述第一角度，以獲取由所述第一模擬信號和所述第二模擬信號指示的所述角度的估計。17.根據權利要求16所述的處理器，其中所述cpu被配置為使用查表來執行所述反正切函數。18.一種操作旋轉變壓器解碼器電路的方法，所述方法包括：將來自旋轉變壓器的正弦繞組的第一模擬信號轉換為第一數據樣本；
將來自所述旋轉變壓器的余弦繞組的第二模擬信號轉換為第二數據樣本；計算預定時間段上的所述第一數據樣本的第一加權和；計算預定時間段上的所述第二數據樣本的第二加權和；基于所述預定時間段在正弦波信號的周期內的位置，調節所述第一加權和的第一符號和所述第二加權和的第二符號；在所述調節之后，將所述第一加權和除以所述第二加權和以獲取值；以及確定所述值的反正切以獲取角度。19.根據權利要求18所述的方法，其中調節所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號包括：當所述預定時間段在所述正弦波信號的所述周期的后半部分內時，反轉所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號；以及當所述預定時間段在所述正弦波信號的所述周期的前半部分內時，保持所述第一加權和的所述第一符號和所述第二加權和的所述第二符號不變。20.根據權利要求18所述的方法，其中所述第一模擬信號和所述第二模擬信號使用模數轉換器電路被同步地轉換為數字樣本。
技術總結
本公開的各實施例總體上涉及具有硬件濾波器和整流器的數字旋轉變壓器解碼器。一種旋轉變壓器解碼器電路包括：被配置為計算預定時間段上的第一數字信號的第一加權和的第一濾波器電路，其中第一數字信號包括來自旋轉變壓器的正弦繞組的第一模擬信號的第一數字樣本；被配置為計算預定時間段上的第二數字信號的第二加權和的第二濾波器電路，其中第二數字信號包括來自旋轉變壓器的余弦繞組的第二模擬信號的第二數字樣本，其中第一模擬信號和第二模擬信號被配置為由被施加到旋轉變壓器的輸入繞組的正弦信號感應出；以及被配置為通過分別調節第一加權和的第一符號和調節第二加權和的第二符號來生成第一輸出和第二輸出的整流器。流器。流器。
