平衡-不平衡變換器的制作方法
1.本發明涉及平衡-不平衡變換器。
背景技術：
2.存在將差動功率放大器、發送匹配電路以及發送濾波器匯集于一體的半導體集成電路的半導體裝置(例如，參照專利文獻1)。
3.在先技術文獻
4.專利文獻
5.專利文獻1：日本特開2016-158053號公報
6.專利文獻2：美國專利第9584076號說明書
7.在專利文獻1記載的半導體裝置中，進行發送信號的阻抗變換以及平衡-不平衡變換的發送匹配電路(平衡-不平衡變換器)和使截止頻帶的信號衰減的濾波器設置在差動功率放大器的后級。
8.然而，在專利文獻1記載的電路結構中，關于無線頻率(rf)信號的基頻，從差動功率放大器的輸出端觀察后級的電路時的負載阻抗的頻率變化有時會變大。即，存在能夠使差動功率放大器與后級的電路之間的阻抗良好地匹配的頻帶狹窄這樣的問題。
技術實現要素：
9.發明要解決的問題
10.本發明鑒于這樣的情況而作，目的在于，提供一種能夠在較寬的頻帶中使前級的電路與后級的電路之間的阻抗良好地匹配的平衡-不平衡變換器。
11.用于解決問題的手段
12.本發明的一個方面涉及的平衡-不平衡變換器具備：第1布線，具有與傳輸平衡信號的一者的第1平衡線路連接的第1端和與傳輸所述平衡信號的另一者的第2平衡線路連接的第2端；第2布線，具有第1端和第2端，所述第1端被接地；第3布線，具有與所述第2布線的第2端連接的第1端和與傳輸不平衡信號的不平衡線路連接的第2端，并與所述第2布線電磁場耦合；第1電容器，具有與所述第3布線的第1端連接的第1端和被接地的第2端；以及第2電容器，具有與所述第3布線的第2端連接的第1端和被接地的第2端，所述第1布線與所述第2布線以及所述第3布線的至少一者電磁場耦合。
13.發明效果
14.根據本發明，能夠提供一種能夠在較寬的頻帶中使前級的電路與后級的電路之間的阻抗良好地匹配的平衡-不平衡變換器。
附圖說明
15.圖1是功率放大電路111的電路圖。
16.圖2是作為第1參考例的功率放大電路91的電路圖。
17.圖3是示出功率放大電路111中的阻抗gin1的仿真結果的一例的圖。
18.圖4是示出功率放大電路111中的阻抗gin2的仿真結果的一例的圖。
19.圖5是示出功率放大電路91中的阻抗gin3的仿真結果的一例的圖。
20.圖6是示出功率放大電路91中的阻抗gin4的仿真結果的一例的圖。
21.圖7是示出功率放大電路111中的回波損耗的仿真結果的一例的圖。
22.圖8是示出功率放大電路111中的功率損耗的仿真結果的一例的圖。
23.圖9是示出功率放大電路91中的回波損耗的仿真結果的一例的圖。
24.圖10是示出功率放大電路91中的功率損耗的仿真結果的一例的圖。
25.圖11是示出功率放大電路111中的全部損耗的仿真結果的一例的圖。
26.圖12是示出第2參考例的功率放大電路中的全部損耗的仿真結果的一例的圖。
27.圖13是示出第3參考例的功率放大電路中的全部損耗的仿真結果的一例的圖。
28.圖14是示意性地示出平衡-不平衡變換器101的布局的圖。
29.圖15是示意性地示出平衡-不平衡變換器101a的布局的圖。
30.圖16是示意性地示出平衡-不平衡變換器101b的布局的圖。
31.圖17是示意性地示出平衡-不平衡變換器101c的布局的圖。
32.圖18是功率放大電路115的電路圖。
33.圖19是示意性地示出平衡-不平衡變換器103的布局的圖。
34.附圖標記說明
[0035]1…
半導體器件；
[0036]
31、31p、31m
…
輸入端子；
[0037]
32、32p、32m
…
輸出端子；
[0038]
101、101a、101b、101c、103
…
平衡-不平衡變換器；
[0039]
111、115
…
功率放大電路；
[0040]
151p、151m
…
放大器；
[0041]
201
…
軸；
[0042]
211、212、213、214、215
…
布線層；
[0043]
211a、212a、213a、214a、215a
…
面；
[0044]
301、302
…
變壓器；
[0045]
311、312、313、314、315
…
繞組；
[0046]
331、332、333、334、335
…
電容器；
[0047]
501p、501m
…
平衡線路；
[0048]
601
…
不平衡線路；
[0049]
701、702、703、704、705
…
金屬布線；
[0050]
703a、703b、703c、703d、703e、703f
…
金屬布線；
[0051]
7031、7032、7033、7034
…
金屬布線；
[0052]
723、733、734、745
…
層間過孔。
具體實施方式
[0053]
以下，參照附圖對本發明的實施方式詳細地進行說明。另外，對于相同的要素標注
相同的附圖標記，盡量省略重復的說明。
[0054]
[第1實施方式]
[0055]
對第1實施方式涉及的平衡-不平衡變換器101以及功率放大電路111進行說明。圖1是功率放大電路111的電路圖。如圖1所示，半導體器件1具備功率放大電路111。半導體器件1例如是形成了功率放大電路111的半導體芯片。功率放大電路111是對無線頻率平衡信號進行放大并輸出不平衡信號的電路。
[0056]
功率放大電路111具備平衡-不平衡變換器101、放大器151p以及151m、和電容器333。平衡-不平衡變換器101具備變壓器301、電容器331(第1電容器)、和電容器332(第2電容器)。變壓器301包含繞組311(第1布線)、繞組312(第2布線)、和繞組313(第3布線)。放大器151p以及151m例如構成初級(驅動級)的差動對。放大器151m具有與放大器151p的輸入輸出特性大致相同的輸入輸出特性。
[0057]
在本實施方式中，放大器151p以及151m例如由異質結雙極晶體管(hbt：heterojunction bipolar transistor)等雙極晶體管構成。另外，放大器151p以及151m也可以由場效應晶體管(mosfet：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，金屬氧化物半導體場效應晶體管)等其他晶體管構成。在該情況下，只要將基極、集電極、以及發射極分別改讀為柵極、漏極、以及源極即可。
[0058]
在輸入端子31p以及31m，分別被輸入作為平衡信號的一者的信號rfp1以及作為該平衡信號的另一者的信號rfm1。信號rfp1的相位與信號rfm1的相位不同。在本實施方式中，信號rfp1的相位與信號rfm1的相位相差大致180
°
。另外，由于電路的布線長度的不均衡等，相位差也有時與180
°
相差很大。
[0059]
放大器151p具有通過輸入端子31p接受信號rfp1的輸入端子151pa、和將對信號rfp1進行了放大的放大信號rfp2輸出的輸出端子151pb。放大器151m具有通過輸入端子31m接受信號rfm1的輸入端子151ma、和將對信號rfm1進行了放大的放大信號rfm2輸出的輸出端子151mb。
[0060]
平衡信號的一者即放大信號rfp2通過平衡線路501p(第1平衡線路)被傳輸到平衡-不平衡變換器101。該平衡信號的另一者即放大信號rfm2通過平衡線路501m(第2平衡線路)被傳輸到平衡-不平衡變換器101。
[0061]
平衡-不平衡變換器101中的繞組311具有通過平衡線路501p與放大器151p的輸出端子151pb連接的第1端、和通過平衡線路501m與放大器151m的輸出端子151mb連接的第2端。
[0062]
電容器333具有與繞組311的第1端連接的第1端、和與繞組311的第2端連接的第2端。繞組312具有被接地的第1端、和第2端，并與繞組311電磁場耦合。
[0063]
繞組313具有與繞組312的第2端連接的第1端、和第2端，并與繞組312電磁場耦合。電容器331具有與繞組313的第1端連接的第1端、和被接地的第2端。電容器332具有與繞組313的第2端連接的第1端、和被接地的第2端。
[0064]
作為平衡信號的放大信號rfp2以及rfm2通過平衡-不平衡變換器101被變換成作為不平衡信號的輸出信號rf3，并從繞組313的第2端輸出。
[0065]
不平衡線路601將繞組313的第2端和輸出端子32連接。在不平衡線路601中，從繞組313的第2端輸出的輸出信號rf3向輸出端子32傳輸。
[0066]
[第1參考例]
[0067]
對作為第1參考例的功率放大電路91進行說明。圖2是作為第1參考例的功率放大電路91的電路圖。這樣的電路例如記載于專利文獻1。放大器pa13由組合了fet(field effect transistor，場效應晶體管)的差動功率放大器構成。而且，放大器pal3具有與發送器12連接的輸入端子t1p以及t1m、和輸出端子t13p以及輸出端子t13m。
[0068]
發送匹配電路tr41包含構成平衡側的電感器l42以及電容器c43、和構成不平衡側的電感器l44。電感器l42具有與輸出端子t13p連接的第1端、和與輸出端子t13m連接的第2端。電容器c43連接在電感器l42的第1端與第2端之間。電感器l44具有被接地的第1端、和通過輸出端子t2與切換器23連接的第2端。
[0069]
電容器c45具有與電感器l44的第2端連接的第1端、和被接地的第2端。濾波器lpf46包含電感器l47和電容器c48。電感器l47具有與電感器l44的第2端連接的第1端、和第2端。電容器c48具有與電感器l47的第2端連接的第1端、和被接地的第2端。
[0070]
[阻抗的頻率變化]
[0071]
對阻抗gin1～gin4的頻率變化進行說明。在此，阻抗gin1以及gin2是在功率放大電路111(參照圖1)中從輸出端子151pb以及輸出端子151mb分別觀察輸出端子32時的阻抗。阻抗gin3以及gin4是在功率放大電路91(參照圖2)中從輸出端子t13p以及t13m分別觀察輸出端子t2時的阻抗。
[0072]
發明人將功率放大電路111以及90中的各電路元件的電路常數作為參數，對阻抗gin1～gin4的頻率變化進行了仿真。發明人例如在大致1.7ghz(千兆赫茲)至2.7ghz的頻率范圍中，對參數進行了最優化，使得阻抗gin1以及gin2接近于實數的固定值。同樣地，發明人在該頻率范圍中，對參數進行了最優化，使得阻抗gin3以及gin4接近于實數的固定值。
[0073]
圖3以及圖4是分別示出功率放大電路111(參照圖1)中的阻抗gin1以及gin2的仿真結果的一例的圖。在圖3中，曲線g1示于史密斯圓圖上。曲線g1示出在使信號rfp1的頻率從1.2ghz變化至9.0ghz的情況下將特性阻抗設為例如6歐姆時的阻抗gin1的變化。在曲線g1中，從1.7ghz至2.7ghz的頻率范圍中的阻抗gin1的變化是從位置g11到位置g12的順時針的軌跡。
[0074]
在圖4中，曲線g2示于史密斯圓圖上。曲線g2示出在使信號rfml的頻率從1.2ghz變化至9.0ghz的情況下將特性阻抗設為例如6歐姆時的阻抗gin2的變化。在曲線g2中，從1.7ghz至2.7ghz的頻率范圍中的阻抗gin2的變化是從位置g21到位置g22的順時針的軌跡。
[0075]
圖5以及圖6是分別示出功率放大電路91(參照圖2)中的阻抗gin3以及gin4的仿真結果的一例的圖。在圖5中，曲線g3示于史密斯圓圖上。曲線g3示出使輸入到輸入端子t1p的信號的頻率從1.2ghz變化至9.0ghz的情況下的阻抗gin3的變化。在曲線g3中，從1.7ghz至2.7ghz的頻率范圍中的阻抗gin3的變化是從位置g31到位置g32的順時針的軌跡。
[0076]
在圖6中，曲線g4示于史密斯圓圖上。曲線g4示出使輸入到輸入端子t1m的信號的頻率從1.2ghz變化至9.0ghz的情況下的阻抗gin4的變化。在曲線g4中，從1.7ghz至2.7ghz的頻率范圍中的阻抗gin4的變化是從位置g41到位置g42的順時針的軌跡。
[0077]
如圖3～圖6所示，在從1.7ghz至2.7ghz的頻率范圍中，曲線g1以及g2與曲線g3以及g4相比，位于史密斯圓圖中的中心的附近。即，在功率放大電路111中，與功率放大電路91相比，能夠良好地抑制阻抗gin1以及gin2的頻率變化。
[0078]
[回波損耗的頻率變化]
[0079]
對差動放大器的輸出端子處的回波損耗的頻率變化進行說明。圖7是示出功率放大電路111(參照圖1)中的回波損耗的仿真結果的一例的圖。另外，在圖7中，橫軸示出將單位設為“ghz”的頻率，縱軸示出將單位設為“db”的回波損耗。
[0080]
曲線l1以及l2分別示出輸出端子151pb以及151mb處的回波損耗的頻率變化。在此，輸出端子151pb處的回波損耗例如為20
×
log(|gin1|)。|gin1|表示阻抗gin1的絕對值。同樣地，輸出端子151mb處的回波損耗例如為20
×
log(|gin2|)。
[0081]
回波損耗的值越小，平衡-不平衡變換器101對阻抗的匹配變得越好。例如，若設在回波損耗為-20以下的情況下良好地匹配了阻抗(特別是阻抗gin1)，則在功率放大電路111中，通過平衡-不平衡變換器101能夠在1.55ghz～2.75ghz的1.2ghz的較寬的頻率范圍中良好地匹配阻抗。
[0082]
圖9是示出功率放大電路91(參照圖2)中的回波損耗的仿真結果的一例的圖。另外，圖9的表示方法與圖7相同。
[0083]
曲線l3以及l4分別示出輸出端子t13p以及t13m處的回波損耗的頻率變化。輸出端子t13p以及t13m處的回波損耗例如分別為20
×
log(|gin3|)以及20
×
log(|gin4|)。
[0084]
若設在回波損耗為-20以下的情況下良好地匹配了阻抗，則在功率放大電路91中，能夠良好地匹配阻抗(特別是阻抗gin3)的頻率范圍成為1.7ghz～2.45ghz的0.75ghz的較窄的頻率范圍。即，在功率放大電路111中，與功率放大電路91相比，能夠在較寬的頻率范圍中良好地匹配阻抗。
[0085]
[功率損耗的頻率變化]
[0086]
對差動放大器的輸出端子與功率放大電路的輸出端子之間的功率損耗的頻率變化進行說明。圖8是示出功率放大電路111(參照圖1)中的功率損耗的仿真結果的一例的圖。另外，在圖8中，橫軸示出將單位設為“ghz”的頻率，縱軸示出將單位設為“dbm”的功率損耗。
[0087]
曲線l11示出輸出端子151pb與輸出端子32之間的功率損耗的頻率變化。在此，該功率損耗由p1-pout1+3表示。p1以及poutl分別為放大器151p的輸出功率以及輸出端子32的輸出功率。
[0088]
曲線l12示出輸出端子151mb與輸出端子32之間的功率損耗的頻率變化。在此，該功率損耗為p2-pout1+3。p2為放大器151m的輸出功率。另外，p1、p2以及pout1的單位為“dbm”。
[0089]
圖10是示出功率放大電路91(參照圖2)中的功率損耗的仿真結果的一例的圖。另外，圖10的表示方法與圖8相同。
[0090]
曲線l13示出功率放大電路91中的輸出端子t13p與輸出端子t2之間的功率損耗的頻率變化。在此，該功率損耗為p3-pout3+3。p3以及pout3分別為輸出端子t13p的輸出功率以及輸出端子t2的輸出功率。
[0091]
曲線l14示出功率放大電路91中的輸出端子t13m與輸出端子t2之間的功率損耗的頻率變化。在此，該功率損耗為p4-pout3+3。p4為輸出端子t13m的輸出功率。另外，p3、p4以及pout3的單位為“dbm”。
[0092]
功率損耗的值越大，放大器的輸出功率向輸出端子越良好地傳輸。在功率放大電路91中，在1.7ghz能夠確保約-0.7dbm的功率損耗。然而，在比2.3ghz高的頻率，功率損耗會
低于-1.0dbm。
[0093]
與之相對，在功率放大電路111中，能夠在1.7ghz～2.7ghz的較寬的頻率范圍中實現大致-1dbm以上的功率損耗。
[0094]
[繞組312以及313間的電磁場的耦合的效果]
[0095]
圖11是示出功率放大電路111(參照圖1)中的全部損耗的仿真結果的一例的圖。另外，在圖11中，橫軸示出將單位設為“ghz”的頻率，縱軸示出將單位設為“dbm”的全部損耗。
[0096]
如圖11所示，曲線l21示出功率放大電路111中的放大器151p以及151m與輸出端子32之間的全部損耗的頻率變化。在此，該全部損耗為p1+p2-poutl。
[0097]
圖12以及圖13分別是示出第2參考例的功率放大電路以及第3參考例的功率放大電路中的全部損耗的仿真結果的一例的圖。另外，圖12以及圖13的表示方法與圖11相同。第2參考例的功率放大電路是從圖2所示的功率放大電路91之中除去濾波器lpf46后的電路。第3參考例的功率放大電路是在圖1所示的功率放大電路111中除去繞組312與繞組313之間的電磁場耦合后的電路。
[0098]
圖12所示的曲線l22示出第2參考例的功率放大電路中的全部損耗的頻率變化。圖13所示的曲線l23示出第3參考例的功率放大電路中的全部損耗的頻率變化。
[0099]
全部損耗的值越大，放大器的輸出功率向輸出端子越良好地傳輸。如曲線l22(參照圖12)所示，在第2參考例的功率放大電路中，在1.7ghz能夠確保約-0.7dbm的全部損耗。然而，在比2.4ghz高的頻率，全部損耗會低于-1.0dbm。這是因為，第2參考例的功率放大電路中的平衡-不平衡變換器由一級的變壓器構成，因此通過該平衡-不平衡變換器可良好地匹配阻抗的頻率范圍較窄。
[0100]
如曲線l23(參照圖13)所示，在第3參考例的功率放大電路中，盡管在1.7ghz能夠確保稍微低于約-0.7dbm的全部損耗，但是在比2.2ghz高頻的區域中，全部損耗會急劇地下降。這是因為，第3參考例的功率放大電路中的繞組313以及電容器332作為低通濾波器發揮功能，因此在高頻側全部損耗顯著地減少。
[0101]
與之相對，在功率放大電路111中，繞組313與繞組312電磁場耦合，由此繞組313以及電容器332不作為低通濾波器發揮功能，取而代之發揮功能使得將可良好地匹配阻抗的頻率范圍擴大。由此，如曲線l21(參照圖11)所示，在功率放大電路111中，能夠在1.7ghz～2.7ghz的較寬的頻率范圍中實現大致-1dbm以上的全部損耗。
[0102]
另外，雖然對平衡-不平衡變換器101包含由繞組311、312以及313形成的變壓器301的結構進行了說明，但不限定于此。平衡-不平衡變換器101也可以是代替變壓器301而包含由3個傳輸線路形成的耦合線的結構。
[0103]
此外，在變壓器301中，對繞組311和繞組312電磁場耦合的結構進行了說明，但不限定于此。在變壓器301中，也可以是繞組311和繞組313電磁場耦合的結構、或者繞組311與繞組312以及313這兩者電磁場耦合的結構。通過包含這樣的變壓器的平衡-不平衡變換器，也能夠在較寬的頻率范圍中良好地匹配阻抗。
[0104]
另外，平衡-不平衡變換器101通過設置在驅動級的放大器與差動放大器之間，從而還能夠作為級間匹配平衡-不平衡變換器使用。
[0105]
此外，平衡-不平衡變換器101通過設置在輸入端子與差動放大器之間，從而還能夠作為差動放大器的輸入匹配平衡-不平衡變換器使用。
[0106]
[平衡-不平衡變換器101的布局]
[0107]
對平衡-不平衡變換器101的布局進行說明。另外，包含耦合線的平衡-不平衡變換器的布局也能夠通過與平衡-不平衡變換器101的布局同樣的布局來實現。在各附圖中，有時示出x軸、y軸以及z軸。x軸、y軸以及z軸形成右手系的三維的正交坐標。以下，有時將z軸的箭頭方向稱為z軸+側，將與箭頭相反的方向稱為z軸-側，對于其他軸也是同樣的。另外，也有時將z軸+側以及z軸-側分別稱為“上側”以及“下側”。在此，將從上側觀察下側時順時針地旋轉的方向定義為順時針方向cw。此外，將從上側觀察下側時逆時針地旋轉的方向定義為逆時針方向ccw。
[0108]
圖14是示意性地示出平衡-不平衡變換器101的布局的圖。如圖14所示，半導體器件1例如包含布線層211、212、213以及214這4層。布線層211、212、213以及214從上側朝向下側依次設置。另外，半導體器件1也可以是包含3個以下或5個以上的布線層的結構。
[0109]
布線層211、212、213以及214分別具有面211a(第1面)、面212a(第3面)、面213a(第4面)以及面214a(第2面)。面211a、面212a、面213a以及面214a各自與和z軸平行的軸201交叉。在本實施方式中，面211a、面212a、面213a以及面214a各自設為與軸201正交的面。另外，也可以是如下結構，即，例如由于制造偏差等，各布線層的面211a、212a、213a以及214a變得不與xy平面平行，這些面與xy平面大致平行，即，與軸201大致正交。
[0110]
在布線層211中的面211a，繞組311由圍繞軸201卷繞的金屬布線701(第1導電構件)形成。在本實施方式中，在沿著與面214a垂直的方向對面214a進行了俯視時(以下，有時簡稱為“對面214a進行了俯視時”。對于其他面也是同樣的)，金屬布線701形成為x軸-側敞開的c字狀。金屬布線701具有與平衡線路501p連接的第1端、和與平衡線路501m連接的第2端。金屬布線701沿著以軸201為中心的圓周，從第1端至第2端，向順時針方向cw卷繞3/4圈以上且不足1圈。
[0111]
雖然未圖示，但例如在面211a，夾著平衡線路501p以及501m而在金屬布線701的相反側設置放大器151p以及151m。通過這樣配置，從而能夠簡易地將放大器151p以及151m和金屬布線701連接。
[0112]
在布線層214中的面214a，繞組312由圍繞軸201卷繞的金屬布線702(第2導電構件)形成。在本實施方式中，在對面214a進行了俯視時，金屬布線702形成為x軸+側敞開的c字狀。
[0113]
金屬布線702具有被接地的第1端、和與層間過孔723連接的第2端。金屬布線702沿著以軸201為中心的圓周，從第1端至第2端，向逆時針方向ccw卷繞3/4圈以上且不足1圈。金屬布線702的外徑以及內徑分別與金屬布線701的外徑以及內徑大致相同。
[0114]
繞組313由圍繞軸201向與金屬布線702的卷繞方向相反方向卷繞的金屬布線703(第3導電構件)形成。金屬布線703的卷繞數比金屬布線702的卷繞數多。在本實施方式中，金屬布線703圍繞軸201卷繞1圈半以上且不足2圈。
[0115]
在此，所謂“金屬布線702的卷繞方向和金屬布線703的卷繞方向為相反方向”，是指在金屬布線702以及703流過直流電流的情況下，流過金屬布線702的直流電流的朝向和流過金屬布線703的直流電流的朝向彼此相反。此外，所謂“金屬布線702的卷繞方向和金屬布線703的卷繞方向為相同方向”，是指在金屬布線702以及703流過直流電流的情況下，流過金屬布線702的直流電流的朝向和流過金屬布線703的直流電流的朝向相同。
[0116]
詳細地，金屬布線703包含金屬布線703a(第1部分)和金屬布線703b(第2部分)。金屬布線703a形成在布線層212中的面212a。在本實施方式中，在對面212a進行了俯視時，金屬布線703a形成為x軸+側敞開的c字狀。
[0117]
金屬布線703a具有與層間過孔733連接的第1端、和通過不平衡線路601與輸出端子32以及電容器332的第1端連接的第2端。金屬布線703a沿著以軸201為中心的圓周，從第1端至第2端，向順時針方向cw卷繞3/4圈以上且不足1圈。金屬布線703a的外徑以及內徑分別與金屬布線701的外徑以及內徑大致相同。
[0118]
金屬布線703b形成在布線層213中的面213a。在本實施方式中，在對面213a進行了俯視時，金屬布線703b形成為x軸+側敞開的c字狀。
[0119]
金屬布線703b具有通過層間過孔723與金屬布線702的第2端連接并且通過電容器331被接地的第1端、和通過層間過孔733與金屬布線703a的第1端連接的第2端。金屬布線703b沿著以軸201為中心的圓周，從第1端至第2端，向順時針方向cw卷繞3/4圈以上且不足1圈。金屬布線703b的外徑以及內徑分別與金屬布線701的外徑以及內徑大致相同。
[0120]
從上側對面211a進行了俯視(沿著與面211a垂直的方向俯視)時，金屬布線701、金屬布線702、金屬布線703a和金屬布線703b相互至少一部分重疊。詳細地，在從上側對面211a進行了俯視時，金屬布線701和金屬布線702、703a或者703b重疊的部分的面積(以下，有時稱為第1重疊面積)為金屬布線701的面積的50％以上。優選地，第1重疊面積為金屬布線701的面積的60％以上。在本實施方式中，第1重疊面積為金屬布線701的面積的75％以上。
[0121]
通過如上述那樣對金屬布線701、702、703a以及703b和層間過孔723以及733進行布局，從而能夠減小從上側觀察時的配置繞組311、312以及313的面積。即，能夠緊湊地形成頻帶較寬的平衡-不平衡變換器101。
[0122]
另外，雖然對布線層211、212、213以及214從上側朝向下側依次設置的結構進行了說明，但不限定于此。設置布線層211、212、213以及214的順序不限于該順序，也可以調換。即使調換設置布線層211、212、213以及214的順序，也能夠緊湊地形成頻帶較寬的平衡-不平衡變換器101。
[0123]
此外，雖然對繞組311全部形成在面211a的結構進行了說明，但不限定于此。也可以是繞組311的一部分形成在面211a且繞組311的其他部分形成在其他面的結構。
[0124]
此外，雖然對繞組312全部形成在面214a的結構進行了說明，但不限定于此。也可以是繞組312的一部分形成在面214a且繞組312的其他部分形成在其他面的結構。
[0125]
[平衡-不平衡變換器101a的布局]
[0126]
對作為圖14所示的平衡-不平衡變換器101的第1變形例的平衡-不平衡變換器101a進行說明。圖15是示意性地示出平衡-不平衡變換器101a的布局的圖。如圖15所示，平衡-不平衡變換器101a與平衡-不平衡變換器101的不同點在于，繞組313由設置在一個面的金屬布線形成。
[0127]
在本變形例中，半導體器件1例如包含布線層211、212以及214這3層。布線層211、212以及214從上側朝向下側依次設置。另外，半導體器件1也可以是包含4個以上的布線層的結構。
[0128]
金屬布線702的外徑比金屬布線701的內徑小。此外，金屬布線702的第2端與層間
過孔723連接，并且與電容器331的第1端連接。
[0129]
在布線層212的面212a形成金屬布線7031(第3導電構件)。金屬布線7031包含金屬布線703a(第1部分)和金屬布線703c(第2部分)。在對面212a進行了俯視時，金屬布線703c形成為x軸+側敞開的c字狀。
[0130]
金屬布線703c具有通過層間過孔723與金屬布線702的第2端連接的第1端、和第2端。金屬布線703c沿著以軸201為中心的圓周，從第1端至第2端，向順時針方向cw卷繞3/4圈以上且不足1圈。金屬布線703c的外徑以及內徑分別與金屬布線702的外徑以及內徑大致相同。
[0131]
金屬布線703a具有與圖14所示的平衡-不平衡變換器101中的金屬布線703a同樣的結構。金屬布線703a的第1端與金屬布線703c的第2端連接。金屬布線703a在金屬布線703c的外側沿著以軸201為中心的圓周，從第1端至第2端，向順時針方向cw卷繞3/4圈以上且不足1圈。金屬布線703a的外徑以及內徑分別與金屬布線701的外徑以及內徑大致相同。
[0132]
在從上側對面211a進行了俯視時，金屬布線701和金屬布線703a相互一部分重疊。詳細地，在從上側對面211a進行了俯視時，金屬布線701和金屬布線703a重疊的部分的面積(以下，有時稱為第2重疊面積)為金屬布線701的面積的50％以上。優選地，第2重疊面積為金屬布線701的面積的60％以上。在本實施方式中，第2重疊面積為金屬布線701的面積的75％以上。
[0133]
此外，在從上側對面211a進行了俯視時，金屬布線702和金屬布線703c相互一部分重疊。詳細地，在從上側對面211a進行了俯視時，金屬布線702和金屬布線703c重疊的部分的面積(以下，有時稱為第3重疊面積)為金屬布線702的面積的50％以上。優選地，第3重疊面積為金屬布線702的面積的60％以上。在本實施方式中，第3重疊面積為金屬布線702的面積的75％以上。
[0134]
通過如上述那樣對金屬布線701、702、703a以及703c和層間過孔723進行布局，從而能夠由比平衡-不平衡變換器101的布線層數少的布線層數來實現具有與平衡-不平衡變換器101(參照圖14)同樣的電特性的平衡-不平衡變換器101a。
[0135]
另外，雖然對布線層211、212以及214從上側朝向下側依次設置的結構進行了說明，但不限定于此。設置布線層211、212以及214的順序不限于該順序，也可以調換。
[0136]
[平衡-不平衡變換器101b的布局]
[0137]
對作為圖14所示的平衡-不平衡變換器101的第2變形例的平衡-不平衡變換器101b進行說明。圖16是示意性地示出平衡-不平衡變換器101b的布局的圖。如圖16所示，平衡-不平衡變換器101b與平衡-不平衡變換器101的不同點在于，繞組312和繞組313的一部分由設置在一個面的金屬布線形成。
[0138]
在本變形例中，半導體器件1例如包含布線層211、212以及214這3層。布線層211、212以及214從上側朝向下側依次設置。另外，半導體器件1也可以是包含4個以上的布線層的結構。
[0139]
金屬布線702的外徑比金屬布線701的內徑小。此外，金屬布線702的第2端與電容器331的第1端連接。
[0140]
繞組313由遍及布線層212以及214地圍繞軸201卷繞1圈半以上且不足2圈的金屬布線7032形成。詳細地，金屬布線7032包含形成在面212a的金屬布線703a(第1部分)、和形
成在面214a的金屬布線703d(第2部分)。
[0141]
在對面214a進行了俯視時，在金屬布線702的外側，金屬布線703d形成為x軸+側敞開的c字狀。金屬布線703d具有與金屬布線702的第2端連接的第1端、和與層間過孔733連接的第2端。金屬布線703d從第1端至第2端，沿著以軸201為中心的圓周，向順時針方向cw卷繞3/4圈以上且不足1圈。金屬布線703d的外徑以及內徑分別與金屬布線701的外徑以及內徑大致相同。
[0142]
在布線層212的面212a，與圖14所示的平衡-不平衡變換器101同樣地設置金屬布線703a。金屬布線703a的外徑以及內徑分別與金屬布線701的外徑以及內徑大致相同。
[0143]
在從上側對面211a進行了俯視時，金屬布線701、金屬布線703a和金屬布線703d相互一部分重疊。詳細地，在從上側對面211a進行了俯視時，金屬布線701和金屬布線703a或者703d重疊的部分的面積(以下，有時稱為第4重疊面積)為金屬布線701的面積的50％以上。優選地，第4重疊面積為金屬布線701的面積的60％以上。在本實施方式中，第4重疊面積為金屬布線701的面積的75％以上。
[0144]
通過如上述那樣對金屬布線701、702、703a以及703d和層間過孔733進行布局，從而能夠由比平衡-不平衡變換器101(參照圖14)的布線層數少的布線層數來實現具有與平衡-不平衡變換器101(參照圖14)同樣的電特性的平衡-不平衡變換器101b。
[0145]
另外，雖然對布線層211、212以及214從上側朝向下側依次設置的結構進行了說明，但不限定于此。設置布線層211、212以及214的順序不限于該順序，也可以調換。
[0146]
[平衡-不平衡變換器101c的布局]
[0147]
對作為圖14所示的平衡-不平衡變換器101的第3變形例的平衡-不平衡變換器101c進行說明。圖17是示意性地示出平衡-不平衡變換器101c的布局的圖。如圖17所示，平衡-不平衡變換器101c與平衡-不平衡變換器101的不同點在于，繞組312以及313由設置在一個面的金屬布線形成。
[0148]
在本變形例中，半導體器件1例如包含布線層211以及214這2層。布線層211以及214從上側朝向下側依次設置。另外，半導體器件1也可以是包含3個以上的布線層的結構。
[0149]
在布線層211的面211a，與圖14所示的平衡-不平衡變換器101同樣地設置金屬布線701。在布線層214的面214a，與圖14所示的平衡-不平衡變換器101同樣地設置金屬布線702。
[0150]
在本變形例中，金屬布線702的外徑以及內徑分別與金屬布線701的外徑以及內徑大致相同。此外，金屬布線702的第2端與電容器331的第1端連接。另外，也可以是金屬布線702的外徑與金屬布線701的外徑不同的結構。此外，也可以是金屬布線702的內徑與金屬布線701的內徑不同的結構。
[0151]
在面214a上的金屬布線702的外側，繞組313由圍繞軸201卷繞1圈半以上且不足2圈的金屬布線7033形成。詳細地，金屬布線7033包含金屬布線703e(第1部分)和金屬布線703f(第2部分)。
[0152]
在對面214a進行了俯視時，在金屬布線702的外側，金屬布線703f形成為x軸+側敞開的c字狀。金屬布線703f具有與金屬布線702的第2端連接的第1端、和第2端。金屬布線703f從第1端至第2端，沿著以軸201為中心的圓周，向順時針方向cw卷繞3/4圈以上且不足1圈。
[0153]
在對面214a進行了俯視時，在金屬布線703f的外側，金屬布線703e形成為x軸+側敞開的c字狀。金屬布線703e具有與金屬布線703f的第2端連接的第1端、和通過不平衡線路601與輸出端子32以及電容器332的第1端連接的第2端。金屬布線703e從第1端至第2端，沿著以軸201為中心的圓周，向順時針方向cw卷繞3/4圈以上且不足1圈。
[0154]
在從上側對面211a進行了俯視時，金屬布線701和金屬布線702相互一部分重疊。詳細地，在從上側對面211a進行了俯視時，金屬布線701和金屬布線702重疊的部分的面積(以下，有時稱為第5重疊面積)為金屬布線701的面積的50％以上。優選地，第5重疊面積為金屬布線701的面積的60％以上。在本實施方式中，第5重疊面積為金屬布線701的面積的75％以上。
[0155]
通過如上述那樣對金屬布線701、702、703e以及703f進行布局，從而能夠由比平衡-不平衡變換器101b(參照圖16)的布線層數少的布線層數來實現具有與平衡-不平衡變換器101(參照圖14)同樣的電特性的平衡-不平衡變換器101c。
[0156]
[第2實施方式]
[0157]
對第2實施方式涉及的功率放大電路115進行說明。圖18是功率放大電路115的電路圖。如圖18所示，在第2實施方式涉及的功率放大電路115中，與第1實施方式涉及的功率放大電路111的不同點在于，變壓器的級數增加了。
[0158]
功率放大電路115與圖1所示的功率放大電路111相比，代替平衡-不平衡變換器101而具備平衡-不平衡變換器103，還具備電容器335。平衡-不平衡變換器103與圖1所示的平衡-不平衡變換器101相比，還具備變壓器302以及電容器334(第3電容器)。變壓器302包含繞組314(第4布線)和繞組315(第5布線)。
[0159]
繞組314設置在繞組313的第2端與不平衡線路601之間，具有與繞組313的第2端連接的第1端、和與不平衡線路601連接的第2端。
[0160]
繞組315具有與繞組314的第2端連接的第1端、和被接地的第2端，并與繞組314電磁場耦合。
[0161]
電容器334具有與繞組314的第2端連接的第1端、和被接地的第2端。電容器335設置于不平衡線路601，具有與繞組314的第2端連接的第1端、和與輸出端子32連接的第2端。
[0162]
像這樣，通過在變壓器301的后級進一步設置變壓器302的結構，與圖1所示的平衡-不平衡變換器101相比，能夠擴大可良好地匹配阻抗的頻率范圍。
[0163]
另外，雖然對平衡-不平衡變換器103包含電磁場耦合的繞組的結構進行了說明，但不限定于此。平衡-不平衡變換器103也可以是代替繞組而包含電磁場耦合的傳輸線路的結構。
[0164]
[平衡-不平衡變換器103的布局]
[0165]
對平衡-不平衡變換器103的布局進行說明。另外，在平衡-不平衡變換器103中，代替繞組而設置了傳輸線路的平衡-不平衡變換器的布局也能夠通過與平衡-不平衡變換器103的布局同樣的布局來實現。
[0166]
圖19是示意性地示出平衡-不平衡變換器103的布局的圖。如圖19所示，半導體器件1例如包含布線層211、212、213、214以及215這5層。布線層211、215、212、213以及214從上側朝向下側依次設置。另外，半導體器件1也可以是包含6個以上的布線層的結構。
[0167]
布線層211、215、212、213以及214分別具有面211a(第1面)、面215a(第5面)、面
212a(第4面)、面213a(第3面)以及面214a(第2面)。面211a、面212a、面213a、面214a以及面215a各自與和z軸平行的軸201交叉。在本實施方式中，面211a、面215a、面212a、面213a以及面214a各自與軸201正交。
[0168]
在布線層211的面211a以及布線層214的面214a，與圖14所示的平衡-不平衡變換器101同樣地分別設置金屬布線701以及702。
[0169]
在布線層213的面213a形成金屬布線7034(第3導電構件)。在本實施方式中，在對面213a進行了俯視時，金屬布線7034形成為x軸+側敞開的c字狀。金屬布線7034具有通過層間過孔723與金屬布線702的第2端連接并且通過電容器331被接地的第1端、和與層間過孔734連接的第2端。金屬布線7034沿著以軸201為中心的圓周，從第1端至第2端，向順時針方向cw卷繞3/4圈以上且不足1圈。金屬布線7034的外徑以及內徑分別與金屬布線701的外徑以及內徑大致相同。
[0170]
在布線層212中的面212a，繞組314由圍繞軸201向與金屬布線702的卷繞方向相反方向卷繞的金屬布線704(第4導電構件)形成。在本實施方式中，在對面212a進行了俯視時，金屬布線704形成為x軸+側敞開的c字狀。
[0171]
金屬布線704具有通過層間過孔734與金屬布線7034的第2端連接并且通過電容器332被接地的第1端、和與層間過孔745連接并且通過不平衡線路601與電容器334的第1端以及電容器335的第1端連接的第2端。金屬布線704沿著以軸201為中心的圓周，從第1端至第2端，向順時針方向cw卷繞3/4圈以上且不足1圈。金屬布線704的外徑以及內徑分別與金屬布線701的外徑以及內徑大致相同。
[0172]
在布線層215中的面215a，繞組315由圍繞軸201向金屬布線702的卷繞方向卷繞的金屬布線705(第5導電構件)形成。在本實施方式中，在對面215a進行了俯視時，金屬布線705形成為x軸+側敞開的c字狀。
[0173]
金屬布線705具有通過層間過孔745與金屬布線704的第2端連接的第1端、和被接地的第2端。金屬布線705沿著以軸201為中心的圓周，從第1端至第2端，向逆時針方向ccw卷繞3/4圈以上且不足1圈。金屬布線705的外徑以及內徑分別與金屬布線701的外徑以及內徑大致相同。
[0174]
在從上側對面211a進行了俯視時，金屬布線701、金屬布線702、金屬布線7034、金屬布線704和金屬布線705相互一部分重疊。詳細地，在從上側對面211a進行了俯視時，金屬布線701和金屬布線702、7034、704或者705重疊的部分的面積(以下，有時稱為第6重疊面積)為金屬布線701的面積的50％以上。優選地，第6重疊面積為金屬布線701的面積的60％以上。在本實施方式中，第6重疊面積為金屬布線701的面積的75％以上。
[0175]
通過如上述那樣對金屬布線701、702、7034、704以及705和層間過孔723、734以及745進行布局，從而能夠減小從上側觀察時的配置繞組311、312、313、314以及315的面積。即，能夠緊湊地形成頻帶更寬的平衡-不平衡變換器103。
[0176]
另外，雖然對布線層211、215、212、213以及214從上側朝向下側依次設置的結構進行了說明，但不限定于此。設置布線層211、215、212、213以及214的順序不限于該順序，也可以調換。
[0177]
此外，雖然對繞組313全部形成在面213a的結構進行了說明，但不限定于此。也可以是繞組313的一部分形成在面213a且繞組313的其他部分形成在其他面的結構。
[0178]
此外，雖然對繞組314全部形成在面212a的結構進行了說明，但不限定于此。也可以是繞組314的一部分形成在面212a且繞組314的其他部分形成在其他面的結構。
[0179]
此外，雖然對繞組315全部形成在面215a的結構進行了說明，但不限定于此。也可以是繞組315的一部分形成在面215a且繞組315的其他部分形成在其他面的結構。
[0180]
以上，對本發明的例示性的實施方式進行了說明。在平衡-不平衡變換器101中，第1布線具有與傳輸平衡信號的一者的平衡線路501p連接的第1端、和與傳輸該平衡信號的另一者的平衡線路501m連接的第2端。第2布線具有被接地的第1端、和第2端。第3布線具有與第2布線的第2端連接的第1端、和與傳輸不平衡信號的不平衡線路601連接的第2端，并與第2布線電磁場耦合。電容器331具有與第3布線的第1端連接的第1端、和被接地的第2端。電容器332具有與第3布線的第2端連接的第1端、和被接地的第2端。而且，第1布線與第2布線以及第3布線的至少一者電磁場耦合。
[0181]
像這樣，通過第2布線和第3布線電磁場耦合并且第1布線和第2布線以及第3布線的至少一者電磁場耦合的結構，能夠實現具有與使用兩級的變壓器或者耦合線的平衡-不平衡變換器同樣的特性的平衡-不平衡變換器。即，通過第1布線和第2布線以及第3布線的至少一者可進行平衡信號以及不平衡信號間的變換，并且可實現阻抗變換電路。而且，與以往的功率放大電路91(參照圖2)相比，通過代替濾波器lpf46而設置第2布線以及第3布線和電容器332的結構，能夠在更寬的頻帶中抑制關于無線頻率信號的基頻的阻抗的變化以及功率損耗的下降。因此，能夠提供能夠良好地匹配前級的電路與后級的電路之間的阻抗的平衡-不平衡變換器。
[0182]
此外，在平衡-不平衡變換器101、101a、101b、101c或者103中，第1布線由圍繞軸201卷繞的金屬布線701形成。第2布線由圍繞軸201卷繞的金屬布線702形成。第3布線由圍繞軸201向與金屬布線702的卷繞方向相反方向卷繞的金屬布線703、7031、7032、7033或者7034形成。
[0183]
像這樣，通過第1布線、第2布線以及第3布線由圍繞共同的軸201卷繞的各金屬布線形成的結構，能夠在充分確保布線間的電磁場耦合的同時，以基板表面上的較小的占有面積來形成平衡-不平衡變換器101、101a、101b、101c以及103。
[0184]
此外，在平衡-不平衡變換器101、101a、101b或者101c中，金屬布線703、7031、7032或者7033的卷繞數比金屬布線702的卷繞數多。
[0185]
通過這樣的結構，在第3布線側的電路的阻抗大的情況下，能夠良好地匹配第1布線側的電路與第3布線側的電路之間的阻抗。
[0186]
此外，在平衡-不平衡變換器101、101a或者101b中，金屬布線701形成在與軸201交叉的面211a。金屬布線702形成在與軸201交叉的面214a。包含于金屬布線703、7031或者7032的金屬布線703a形成在與軸201交叉的面212a。
[0187]
像這樣，通過金屬布線701、702以及703a分別形成在面211a、214a以及212a的結構，能夠由3個布線層形成第1布線以及第2布線和第3布線的一部分。由此，能夠減小設置平衡-不平衡變換器101、101a以及101b的基板的厚度。
[0188]
此外，在平衡-不平衡變換器101中，包含于金屬布線703且與金屬布線703a不同的金屬布線703b形成在與軸201交叉的面213a。
[0189]
通過這樣的結構，能夠由4個布線層形成平衡-不平衡變換器101，因此能夠緊湊地
形成平衡-不平衡變換器101。
[0190]
此外，在平衡-不平衡變換器101中，在對面211a進行了俯視時，金屬布線701、金屬布線702、金屬布線703a和金屬布線703b相互至少一部分重疊。
[0191]
通過這樣的結構，在對面211a進行了俯視時，能夠在抑制平衡-不平衡變換器101所占的面積的同時，充分地確保第1布線與第2布線或者第3布線之間的電磁場耦合、以及第2布線與第3布線之間的電磁場耦合。
[0192]
此外，在平衡-不平衡變換器101a中，包含于金屬布線7031且與金屬布線703a不同的金屬布線703c形成在面212a。
[0193]
通過這樣的結構，能夠由3個布線層形成平衡-不平衡變換器101a，因此能夠比平衡-不平衡變換器101更緊湊地形成平衡-不平衡變換器10la。此外，與在多個布線層形成金屬布線703的卷繞數的情況相比，能夠實現金屬布線間的寄生電容小的平衡-不平衡變換器。
[0194]
此外，在平衡-不平衡變換器101a中，在對面211a進行了俯視時，金屬布線701和金屬布線703a相互一部分重疊。
[0195]
通過這樣的結構，在對面211a進行了俯視時，能夠抑制平衡-不平衡變換器101a所占的面積。
[0196]
此外，在平衡-不平衡變換器101a中，在對面211a進行了俯視時，金屬布線702和金屬布線703c相互一部分重疊。
[0197]
通過這樣的結構，在對面211a進行了俯視時，能夠在抑制平衡-不平衡變換器101a所占的面積的同時，充分地確保第2布線與第3布線之間的電磁場耦合。
[0198]
此外，在平衡-不平衡變換器101b中，包含于金屬布線7032且與金屬布線703a不同的金屬布線703d形成在面214a。
[0199]
通過這樣的結構，能夠由3個布線層形成平衡-不平衡變換器101b，因此能夠比平衡-不平衡變換器101更緊湊地形成平衡-不平衡變換器101b。
[0200]
此外，在平衡-不平衡變換器101b中，在對面211a進行了俯視時，金屬布線701、金屬布線703a和金屬布線703d相互一部分重疊。
[0201]
通過這樣的結構，在對面211a進行了俯視時，能夠抑制平衡-不平衡變換器101b所占的面積。
[0202]
此外，在平衡-不平衡變換器101c中，金屬布線701形成在與軸201交叉的面211a。金屬布線702以及7033形成在與軸201交叉的面214a。
[0203]
通過這樣的結構，能夠由兩個布線層形成平衡-不平衡變換器101c，因此能夠比平衡-不平衡變換器101、101a以及101b更緊湊地形成平衡-不平衡變換器101c。
[0204]
此外，在平衡-不平衡變換器101c中，在對面211a進行了俯視時，金屬布線701和金屬布線702相互一部分重疊。
[0205]
通過這樣的結構，在對面211a進行了俯視時，能夠在抑制平衡-不平衡變換器101c所占的面積的同時，充分地確保第1布線與第2布線之間的電磁場耦合。
[0206]
此外，在平衡-不平衡變換器103中，第4布線設置在第3布線的第2端與不平衡線路601之間，具有與第3布線的第2端連接的第1端、和與不平衡線路601連接的第2端。第5布線具有與第4布線的第2端連接的第1端、和被接地的第2端，并與第4布線電磁場耦合。電容器
334具有與第4布線的第2端連接的第1端、和被接地的第2端。
[0207]
像這樣，通過還具備電磁場耦合的第4布線以及第5布線的結構，能夠實現具有與使用三級的變壓器或者耦合線的平衡-不平衡變換器同樣的特性的平衡-不平衡變換器。即，與平衡-不平衡變換器101相比，通過進一步設置第4布線以及第5布線和電容器335的結構，能夠在更寬的頻帶中抑制關于無線頻率信號的基頻的阻抗的變化。
[0208]
此外，在平衡-不平衡變換器103中，第1布線由圍繞軸201卷繞的金屬布線701形成。第2布線由圍繞軸201卷繞的金屬布線702形成。第3布線由圍繞軸201向與金屬布線702的卷繞方向相反方向卷繞的金屬布線7034形成。第4布線由圍繞軸201向該相反方向卷繞的金屬布線704形成。第5布線由圍繞軸201向該卷繞方向卷繞的金屬布線705形成。
[0209]
像這樣，通過第1布線、第2布線、第3布線、第4布線以及第5布線由圍繞共同的軸201卷繞的各金屬布線形成的結構，能夠在充分確保布線間的電磁場耦合的同時，以基板表面上的較小的占有面積來形成平衡-不平衡變換器103。
[0210]
此外，在平衡-不平衡變換器103中，金屬布線701、702、7034、704以及705分別形成在與軸201交叉的面211a、214a、213a、212a以及215a。
[0211]
通過這樣的結構，能夠由5個布線層形成第1布線、第2布線、第3布線、第4布線以及第5布線，因此能夠減小設置平衡-不平衡變換器103的基板的厚度。
[0212]
此外，在平衡-不平衡變換器103中，在對面211a進行了俯視時，金屬布線701、金屬布線702、金屬布線7034、金屬布線704和金屬布線705相互一部分重疊。
[0213]
通過這樣的結構，在對面211a進行了俯視時，能夠在抑制平衡-不平衡變換器103所占的面積的同時，充分地確保第1布線與第2布線或者第3布線之間的電磁場耦合、第2布線與第3布線之間的電磁場耦合、以及第4布線與第5布線之間的電磁場耦合。
[0214]
此外，在平衡-不平衡變換器101中，第1布線、第2布線以及第3布線為傳輸線路。
[0215]
通過這樣的結構，能夠在無線頻率信號的頻帶中充分地確保電磁場耦合的同時，簡易地形成耦合線。
[0216]
此外，在平衡-不平衡變換器101中，第1布線、第2布線以及第3布線各自分別為繞組311、312以及313。
[0217]
像這樣，通過第1布線、第2布線以及第3布線各自由能夠確保較大的電感的繞組形成的結構，能夠充分地確保第1布線與第2布線或者第3布線之間的電磁場耦合、以及第2布線與第3布線之間的電磁場耦合。
[0218]
另外，以上說明的各實施方式用于使本發明容易理解，并非用于限定解釋本發明。本發明能夠在不脫離其主旨的情況下進行變更/改良，并且在本發明中還包含其等價物。即，本領域技術人員對各實施方式適當施加設計變更的產物只要具備本發明的特征則也包含于本發明的范圍。例如，各實施方式所具備的各要素及其配置、材料、條件、形狀、尺寸等并非限定于例示的內容，能夠適當變更。此外，各實施方式為例示，能夠進行在不同的實施方式中示出的結構的部分置換或者組合，這是不言而喻的，它們只要包含本發明的特征則也包含于本發明的范圍。
技術特征：
1.一種平衡-不平衡變換器，具備：第1布線，具有與傳輸平衡信號的一者的第1平衡線路連接的第1端和與傳輸所述平衡信號的另一者的第2平衡線路連接的第2端；第2布線，具有第1端和第2端，所述第1端被接地；第3布線，具有與所述第2布線的第2端連接的第1端和與傳輸不平衡信號的不平衡線路連接的第2端，并與所述第2布線電磁場耦合；第1電容器，具有與所述第3布線的第1端連接的第1端和被接地的第2端；以及第2電容器，具有與所述第3布線的第2端連接的第1端和被接地的第2端，所述第1布線與所述第2布線以及所述第3布線的至少一者電磁場耦合。2.根據權利要求1所述的平衡-不平衡變換器，其中，所述第1布線由圍繞軸卷繞的第1導電構件形成，所述第2布線由圍繞所述軸卷繞的第2導電構件形成，所述第3布線由圍繞所述軸向與所述第2導電構件的卷繞方向相反方向卷繞的第3導電構件形成。3.根據權利要求2所述的平衡-不平衡變換器，其中，所述第3導電構件的卷繞數比所述第2導電構件的卷繞數多。4.根據權利要求2或3所述的平衡-不平衡變換器，其中，所述第1導電構件的至少一部分形成在與所述軸交叉的第1面，所述第2導電構件的至少一部分形成在與所述軸交叉的第2面，包含于所述第3導電構件的第1部分形成在與所述軸交叉的第3面。5.根據權利要求4所述的平衡-不平衡變換器，其中，包含于所述第3導電構件且與所述第1部分不同的第2部分形成在與所述軸交叉的第4面。6.根據權利要求5所述的平衡-不平衡變換器，其中，在沿著與所述第1面垂直的方向對所述第1面進行了俯視時，所述第1導電構件、所述第2導電構件、所述第1部分和所述第2部分相互至少一部分重疊。7.根據權利要求4所述的平衡-不平衡變換器，其中，包含于所述第3導電構件且與所述第1部分不同的第2部分形成在所述第3面。8.根據權利要求7所述的平衡-不平衡變換器，其中，在沿著與所述第1面垂直的方向對所述第1面進行了俯視時，所述第1導電構件和所述第1部分相互一部分重疊。9.根據權利要求7或8所述的平衡-不平衡變換器，其中，在沿著與所述第1面垂直的方向對所述第1面進行了俯視時，所述第2導電構件和所述第2部分相互一部分重疊。10.根據權利要求4所述的平衡-不平衡變換器，其中，包含于所述第3導電構件且與所述第1部分不同的第2部分形成在所述第2面。11.根據權利要求10所述的平衡-不平衡變換器，其中，在沿著與所述第1面垂直的方向對所述第1面進行了俯視時，所述第1導電構件、所述第1部分和所述第2部分相互一部分重疊。
12.根據權利要求2或3所述的平衡-不平衡變換器，其中，所述第1導電構件的至少一部分形成在與所述軸交叉的第1面，所述第2導電構件以及所述第3導電構件形成在與所述軸交叉的第2面。13.根據權利要求12所述的平衡-不平衡變換器，其中，在沿著與所述第1面垂直的方向對所述第1面進行了俯視時，所述第1導電構件和所述第2導電構件相互一部分重疊。14.根據權利要求1或2所述的平衡-不平衡變換器，其中，還具備：第4布線，設置在所述第3布線的第2端與所述不平衡線路之間，具有與所述第3布線的第2端連接的第1端和與所述不平衡線路連接的第2端；第5布線，具有與所述第4布線的第2端連接的第1端和被接地的第2端，并與所述第4布線電磁場耦合；以及第3電容器，具有與所述第4布線的第2端連接的第1端和被接地的第2端。15.根據權利要求14所述的平衡-不平衡變換器，其中，所述第1布線由圍繞軸卷繞的第1導電構件形成，所述第2布線由圍繞所述軸卷繞的第2導電構件形成，所述第3布線由圍繞所述軸向與所述第2導電構件的卷繞方向相反方向卷繞的第3導電構件形成，所述第4布線由圍繞所述軸向所述相反方向卷繞的第4導電構件形成，所述第5布線由圍繞所述軸向所述卷繞方向卷繞的第5導電構件形成。16.根據權利要求15所述的平衡-不平衡變換器，其中，所述第1導電構件的至少一部分、所述第2導電構件的至少一部分、所述第3導電構件的至少一部分、所述第4導電構件的至少一部分以及所述第5導電構件的至少一部分分別形成在與所述軸交叉的第1面、第2面、第3面、第4面以及第5面。17.根據權利要求16所述的平衡-不平衡變換器，其中，在沿著與所述第1面垂直的方向對所述第1面進行了俯視時，所述第1導電構件、所述第2導電構件、所述第3導電構件、所述第4導電構件和所述第5導電構件相互一部分重疊。18.根據權利要求1至13中任一項所述的平衡-不平衡變換器，其中，所述第1布線、所述第2布線以及所述第3布線各自為傳輸線路。19.根據權利要求1至13中任一項所述的平衡-不平衡變換器，其中，所述第1布線、所述第2布線以及所述第3布線各自為繞組。
技術總結
本發明提供一種能夠在較寬的頻帶中使前級的電路與后級的電路之間的阻抗良好地匹配的平衡-不平衡變換器。平衡-不平衡變換器具備：第1布線，具有與傳輸平衡信號的一者的第1平衡線路連接的第1端和與傳輸所述平衡信號的另一者的第2平衡線路連接的第2端；第2布線，具有被接地的第1端、和第2端；第3布線，具有與所述第2布線的第2端連接的第1端和與傳輸不平衡信號的不平衡線路連接的第2端，并與所述第2布線電磁場耦合；第1電容器，具有與所述第3布線的第1端連接的第1端和被接地的第2端；及第2電容器，具有與所述第3布線的第2端連接的第1端和被接地的第2端，所述第1布線與所述第2布線以及所述第3布線的至少一者電磁場耦合。以及所述第3布線的至少一者電磁場耦合。以及所述第3布線的至少一者電磁場耦合。
