恒功率無線充電系統
1.本技術涉及無線充電技術領域，具體而言，涉及一種恒功率無線充電系統。
背景技術：
2.感應電力傳輸(inductive power transfer，簡稱ipt)技術，使用電感耦合通過磁場將能量從電源無線傳輸到負載，憑借其非接觸特性，提高了電力傳輸的便利性、可靠性和安全性。因此，感應電力傳輸技術適合作為醫療植入物、便攜式設備、電動自行車和電動汽車等案例的電力傳輸解決方案。在ipt技術領域中，通常涉及到恒流、恒壓、以及恒功率等無線充電的研究；與傳統電池充電方案中占主導地位的恒流(constant current，簡稱cc)充電或恒壓(constant voltage，簡稱cv)相比，恒功率(constant power，簡稱cp)充電可以提供更快的充電速率，同時還可以緩解電池老化問題。
3.目前，一些恒功率無線充電方案提出，可以直接在感應電力傳輸轉換器的輸入端和/或輸出端添加額外的直流變換器(dc to dc converter，簡稱dc-dc)，以調節輸出電流和電壓，從而直接調制輸出功率。
4.但是，由于需要增加額外的轉換層，這會顯著降低系統效率并增加系統復雜性和成本。
技術實現要素：
5.本技術的目的在于，針對上述現有技術中的不足，提供一種恒功率無線充電系統，以便解決現有技術中由于需要增加額外的轉換層，導致會降低系統效率并增加系統復雜性和成本的問題。
6.為實現上述目的，本技術實施例采用的技術方案如下：
7.第一方面，本技術實施例提供了一種恒功率無線充電系統，包括：無線充電發射裝置、無線充電接收裝置以及控制裝置；
8.其中，所述無線充電發射裝置包括：全橋電壓源逆變器、初級側的諧振補償電路；所述無線充電接收裝置包括：次級側的諧振補償電路、半有源整流器；
9.所述初級側的諧振補償電路包括：補償模塊以及無線電力傳輸模塊；
10.所述全橋電壓源逆變器的輸入端用于接入直流電壓源，所述全橋電壓源逆變器用于將所述直流電壓源轉換為高頻交流電壓；
11.所述全橋電壓源逆變器的輸出端與所述補償模塊的輸入端連接，所述補償模塊的輸出端與所述無線電力傳輸模塊的輸入端連接，所述補償模塊用于對所述全橋電壓源逆變器輸出端輸出的高頻交流電壓進行補償以輸出補償后的高頻交流電壓，所述無線電力傳輸模塊用于對補償后的高頻交流電壓進行無線傳輸；
12.所述無線電力傳輸模塊的輸出端與所述次級側的諧振補償電路電磁連接，所述次級側的諧振補償電路用于接收所述補償后的高頻交流電壓；
13.所述次級側的諧振補償電路的輸出端與所述半有源整流器的第一輸入端連接，所
述半有源整流器的第二輸入端與所述控制裝置連接，所述控制裝置用于向所述半有源整流器輸出脈沖密度調制控制波，所述半有源整流器用于在所述脈沖密度調制控制波的控制下，對所述補償后的高頻交流電壓進行整流，得到直流電壓，由所述半有源整流器的輸出端將所述直流電壓輸送至待充電負載。
14.可選地，所述補償模塊包括：第一電感、第一電容、第二電容；
15.所述第一電感的一端與所述全橋電壓源逆變器的輸出端連接，所述第一電感的另一端分別與所述第一電容的一端、所述第二電容的一端連接；
16.所述第一電容的另一端分別與所述全橋電壓源逆變器的輸出端以及所述無線電力傳輸模塊的輸入端連接；
17.所述第二電容的另一端與所述無線電力傳輸模塊的輸入端連接。
18.可選地，所述無線電力傳輸模塊包括：發射線圈；
19.所述發射線圈的一端與所述第二電容的另一端連接，所述發射線圈的另一端與所述第一電容的另一端連接；
20.所述發射線圈與所述次級側的諧振補償電路電磁連接。
21.可選地，所述次級側的諧振補償電路包括：第三電容、接收線圈；
22.所述接收線圈與所述發射線圈電磁連接；
23.所述第三電容的一端與所述接收線圈的一端連接，所述第三電容的另一端與所述半有源整流器的第一輸入端連接；
24.所述接收線圈的另一端與所述半有源整流器的第一輸入端連接。
25.可選地，所述半有源整流器包括：第一二極管、第二二極管、第一開關管、第二開關管；
26.所述第一二極管的一端分別與所述第二二極管的一端、以及所述待充電負載的一端連接，所述第一二極管的另一端分別與所述第三電容的另一端、以及所述第一開關管的第一端連接；
27.所述第一開關管的第二端分別與所述第二開關管的第二端、以及所述待充電負載的另一端連接；
28.所述第二開關管的第一端分別與所述第二二極管的另一端、所述接收線圈的另一端連接；
29.所述第一開關管的第三端與所述第二開關管的第三端均與所述控制裝置連接，以接入所述脈沖密度調制控制波，并由所述脈沖密度調制控制波控制所述第一開關管、及所述第二開關管的通斷狀態。
30.可選地，所述系統還包括：濾波電容；
31.所述濾波電容的一端分別與所述第一二極管的一端、所述第二二極管的一端、以及所述待充電負載的一端連接，所述濾波電容的另一端分別與所述第一開關管的第二端、所述第二開關管的第二端、以及所述待充電負載的另一端連接；
32.所述濾波電容用于對所述半有源整流器的輸出端輸出的所述直流電壓進行濾波，得到濾波后的直流電壓，并將所述濾波后的直流電壓輸送至待充電負載。
33.可選地，所述全橋電壓源逆變器包括：第三開關管、第四開關管、第五開關管、第六開關管；
34.所述第三開關管的第一端、所述第四開關管的第一端均用于接入所述直流電壓源的正極，所述第三開關管的第二端分別與所述第五開關管的第一端、以及所述第一電感的一端連接；
35.所述第四開關管的第二端分別與所述第六開關管的第一端、以及所述第一電容的另一端連接；
36.所述第五開關管的第二端、以及所述第六開關管的第二端均用于接入所述直流電壓源的負極；
37.所述第三開關管的第三端及所述第六開關管的第三端均用于接入第一開關序列波形，所述第四開關管的第三端及所述第五開關管的第三端均用于接入第二開關序列波形，所述第三開關管、所述第四開關管、所述第五開關管以及所述第六開關管用于在所述第一開關序列波形與所述第二開關序列波形的控制下，對所述直流電壓源進行高頻轉換，得到高頻交流電壓。
38.可選地，所述初級側的諧振補償電路與所述次級側的諧振補償電路組成具有電感電容電容-串聯(inductor-capacitor-capacitor-series，簡稱lcc-s)補償拓撲的松散耦合變壓器。
39.可選地，當所述初級側的諧振補償電路與所述次級側的諧振補償電路組成具有電感電容電容-串聯lcc-s補償拓撲的松散耦合變壓器的t等效模型中的諧振頻率滿足條件時，所述次級側的諧振補償電路的輸出電流為
40.其中，ωr為諧振頻率，lm為互感，l
lp
為原邊漏電感，c
p1”為第一電容c
p1
分成的兩個并聯電容器之一，c
p2
為第二電容，is為輸出交流電流is的基波分量的相量，g
m,ipt
為跨導，v
p
為輸入交流電壓v
p
的基波分量的相量。
41.可選地，當所述松散耦合變壓器中的輸入交流電壓和輸入交流電流之間的相位角大于或等于最小相位角時，則所述全橋電壓源逆變器工作在零電壓開關特性條件下，其中，所述最小相位角通過公式計算得到；
42.其中，fr為諧振頻率，c
oss,u
和c
oss,l
分別為第三開關管與第六開關管的寄生輸出電容；vin為第三開關管與第六開關管接入的直流電壓源，i
p,rms
為i
p
的均方根值。
43.可選地，所述半有源整流器還用于通過所述半有源整流器的控制因子調節等效交流負載。
44.可選地，所述發射線圈與所述接收線圈的匝數比為1:1。
45.可選地，所述脈沖密度調制控制波是由所述控制裝置根據所述待充電負載的實際輸出功率與額定功率之間的比值產生。
46.可選地，所述控制裝置包括：傳感器電路、微控制器單元以及過零檢測器；
47.其中，所述傳感器電路的輸出端與所述微控制器單元的第一輸入端連接，所述傳感器電路用于采集輸出電流和輸出電壓，并將采集到的所述輸出電流和所述輸出電壓輸出
至所述微控制器單元；
48.所述過零檢測器的輸出端與所述微控制器單元的第二輸入端連接，所述過零檢測器用于獲取所述次級側的諧振補償電路的輸出交流電流，并根據所述輸出交流電流生成時鐘信號，將所述時鐘信號輸出至所述微控制器單元；
49.所述微控制器單元的輸出端與所述半有源整流器的第二輸入端連接，所述微控制器單元用于根據所述輸出電流、所述輸出電壓以及所述時鐘信號，生成所述脈沖密度調制控制波，并將所述脈沖密度調制控制波輸出至所述半有源整流器中的第一開關管和第二開關管，以使得所述第一開關管和所述第二開關管在所述脈沖密度調制控制波的控制下，對所述補償后的高頻交流電壓進行整流，得到直流電壓。
50.可選地，所述微控制器單元包括：乘法器、除法器、比例積分控制器以及調制器；
51.所述傳感器電路的輸出端與所述乘法器的輸入端連接，所述乘法器的輸出端與所述除法器的輸入端連接，所述乘法器用于接收由所述傳感器電路采集到的所述輸出電流和所述輸出電壓，并根據所述輸出電流和所述輸出電壓，計算得到當前輸出功率，并將所述當前輸出功率傳輸至所述除法器；
52.所述除法器的輸出端與所述比例積分控制器的輸入端連接，所述除法器用于根據所述當前輸出功率與預設的參考額定輸出功率，計算得到第一系數，并將所述第一系數傳輸至所述比例積分控制器；
53.所述比例積分控制器的輸出端與所述調制器的第一輸入端連接，所述比例積分控制器用于對所述第一系數進行校正，得到控制因子，并將所述控制因子傳輸至所述調制器；
54.所述調制器的第二輸入端與所述過零檢測器的輸出端連接，所述調制器用于接收由所述過零檢測器輸出端輸出的時鐘信號，并根據所述時鐘信號與所述控制因子生成所述脈沖密度調制控制波。
55.本技術的有益效果是：
56.本技術實施例提供一種恒功率無線充電系統，本技術主要是通過在初級側的諧振補償電路中引入額外的補償模塊和無線電力傳輸模塊，以及通過在半有源整流器的第二輸入端接入一個脈沖密度調制控制波；這樣，即可使得初級側的諧振補償電路向無線充電接收裝置輸出的輸出電流is與無線電力傳輸模塊與次級側的諧振補償電路之間的互感m無關，使輸出電流is的值可以通過調整補償模塊中各元器件的參數值來控制；以及在一個脈沖密度調制控制波周期t
pdm
內來調制初級側的諧振補償電路向無線充電接收裝置輸出的輸出交流電壓vs的占空比，進而來達到調節無線充電接收裝置側等效交流負載r
eq
的目的；進而使得無線充電發射裝置向無線充電接收裝置輸出功率為恒功率，即本技術在不需要額外的dc-dc轉換器、輔助scc電路或無線反饋通信電路等轉換層的情況下，實現了無線恒功率充電，顯著提高了系統效率并降低了系統復雜性和成本。
附圖說明
57.為了更清楚地說明本技術實施例的技術方案，下面將對實施例中所需要使用的附圖作簡單地介紹，應當理解，以下附圖僅示出了本技術的某些實施例，因此不應被看作是對范圍的限定，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他相關的附圖。
58.圖1為現有技術中恒流充電與恒功率充電的充電曲線示意圖；
59.圖2為本技術實施例提供的一種恒功率無線充電系統的框架結構示意圖；
60.圖3為本技術實施例提供的恒功率無線充電系統的電路結構示意圖一；
61.圖4為本技術實施例提供的恒功率無線充電系統的電路結構示意圖二；
62.圖5為本技術實施例提供的全橋電壓源逆變器的工作波形、第一開關序列波形以及第二開關序列波形的示意圖；
63.圖6為本技術實施例提供的具有lcc-s補償拓撲的ipt轉換器的t等效模型的示意圖；
64.圖7為本技術實施例提供的第一電感、等效交流負載和角度差之間的關系的示意圖；
65.圖8為本技術實施例提供的半有源整流器中第一開關管與第二開關管脈沖密度調制控制波的波形示意圖；
66.圖9為本技術實施例提供的lcc-s補償拓撲的ipt轉換器的m等效電路模型的示意圖；
67.圖10為本技術實施例提供的在各種控制因子α下，po/po,rated與η/ηoptimal對應不同電池內阻的曲線示意圖；
68.圖11為本技術實施例提供的在不同電池內阻rl對應的控制因子α和有與沒有半有源整流器控制的情況下等效負載/最優等效負載的比值(req/req,opt)的示意圖；
69.圖12為本技術實施例提供的提出的控制裝置的結構示意圖；
70.圖13為本技術實施例提供的恒功率充電器開始充電的波形示意圖；
71.圖14為本技術實施例提供的恒功率充電器充電中的波形示意圖；
72.圖15為本技術實施例提供的恒功率充電器充電結束時的波形示意圖；
73.圖16為本技術實施例提供的充電過程中dc至dc傳輸效率與輸出功率的示意圖；
74.圖17為本技術實施例提供的輸出電壓與輸出電流對應不同的負載r
l
的測量值的示意圖；
75.圖18為本技術實施例提供的對齊與錯位情況下的工作電點的示意圖；
76.圖19為本技術實施例提供的在充電過程中在對齊與錯位情況下測量得出的dc至dc傳輸效率和輸出功率的示意圖。
77.圖標：100-功率無線充電系統；101-無線充電發射裝置；102-無線充電接收裝置；103-控制裝置；104-全橋電壓源逆變器；105-初級側的諧振補償電路；106-次級側的諧振補償電路；107-半有源整流器；108-補償模塊；109-無線電力傳輸模塊。
具體實施方式
78.為使本技術實施例的目的、技術方案和優點更加清楚，下面將結合本技術實施例中的附圖，對本技術實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，應當理解，本技術中附圖僅起到說明和描述的目的，并不用于限定本技術的保護范圍。另外，應當理解，示意性的附圖并未按實物比例繪制。
79.另外，所描述的實施例僅僅是本技術一部分實施例，而不是全部的實施例。通常在此處附圖中描述和示出的本技術實施例的組件可以以各種不同的配置來布置和設計。因
inverter，簡稱vsi)104、初級側的諧振補償電路105，無線充電接收裝置102包括：次級側的諧振補償電路106、半有源整流器(semi-active rectifier，簡稱sar)107。
91.需要說明的是，需要將本技術提出的恒功率無線充電系統中初級側的諧振補償電路105與次級側的諧振補償電路106作為一個整體來考量，以推導出整個設計方案，且整個設計方案僅適用于lcc-s補償拓撲。
92.在本實施例中，初級側的諧振補償電路105和無線充電接收裝置中的半有源整流器107是本技術的核心模塊。
93.繼續參考圖2所示，初級側的諧振補償電路105包括：補償模塊108以及無線電力傳輸模塊109。其中，可以通過補償模塊108對無線電力傳輸模塊109引起的無功功率進行補償，以及通過無線電力傳輸模塊109對補償后的交流形式電能進行無線傳輸。
94.恒功率無線充電系統100的電力由直流電壓源vin提供，即全橋電壓源逆變器104的輸入端用于接入直流電壓源vin，全橋電壓源逆變器104以固定頻率工作，可以通過全橋電壓源逆變器104將直流電壓源vin轉換為高頻交流電壓。
95.全橋電壓源逆變器104的輸出端與補償模塊108的輸入端連接，補償模塊108的輸出端與無線電力傳輸模塊109的輸入端連接，補償模塊108用于對全橋電壓源逆變器104輸出端輸出的高頻交流電壓進行補償以輸出補償后的高頻交流電壓，無線電力傳輸模塊109用于對補償后的高頻交流電壓進行無線傳輸，即通過無線電力傳輸模塊109與次級側的諧振補償電路106補償后的高頻交流電傳輸到無線充電接收裝置102側。
96.無線電力傳輸模塊109的輸出端與次級側的諧振補償電路106之間電磁連接，次級側的諧振補償電路106用于接收補償后的高頻交流電壓。
97.同時，次級側的諧振補償電路106的輸出端與半有源整流器107的第一輸入端連接，半有源整流器107的第二輸入端與控制裝置103連接，控制裝置103用于向半有源整流器107輸出脈沖密度調制控制波(pulse density modulation，簡稱pdm)，半有源整流器107用于在脈沖密度調制控制波pdm的控制下，對補償后的高頻交流電進行整流，得到直流電壓，由半有源整流器107的輸出端將直流電壓輸送至待充電負載。
98.示例性地，例如，待充電負載可以是指電動汽車上的電池。
99.如下將對恒功率無線充電系統的工作原理進行介紹。
100.應理解，恒功率無線充電系統100中無線充電發射裝置101向無線充電接收裝置輸出功率為po＝i
s2
*r
eq
，其中，is為初級側的諧振補償電路105向無線充電接收裝置102輸出的輸出電流is，r
eq
為無線充電接收裝置102側的等效交流負載。若需要輸出功率po為一個恒定值，則需要保持輸出電流is、及r
eq
均為一個恒定值。
101.繼續參考圖2所示，在本實施例中，通過在初級側的諧振補償電路105中引入額外的補償模塊108和無線電力傳輸模塊109，可以通過補償模塊108對初級側的諧振補償電路105引起的無功功率進行補償，以及通過無線電力傳輸模塊109對補償后的交流形式電能進行無線傳輸。這樣，使得初級側的諧振補償電路105向無線充電接收裝置102輸出的輸出電流is與無線電力傳輸模塊109與次級側的諧振補償電路106之間的互感m無關，并且輸出電流is的值還可以通過調整補償模塊108中各元器件的參數值來控制，即通過補償模塊108中各元器件的參數值可以配置不同的輸出電流is，這適用于基于相同lct/線圈和平臺開發不同輸出規格的產品等場景。
102.同時，在本實施例中，通過在半有源整流器107的第二輸入端接入一個脈沖密度調制控制波，并由脈沖密度調制控制波來對半有源整流器107的整流過程進行控制，以在一個脈沖密度調制控制波周期t
pdm
內來調制初級側的諧振補償電路105向無線充電接收裝置102輸出的輸出交流電壓vs的占空比，進而來達到調節無線充電接收裝置102側等效交流負載r
eq
的目的，即可以使等效交流負載req始終保持為一個恒定值。
103.因此，本技術所提出的恒功率無線充電系統，在不需要額外的dc-dc轉換器、輔助scc電路或無線反饋通信電路的情況下，實現了無線恒功率充電，顯著提高了系統效率并降低了系統復雜性和成本。
104.綜上所述，本技術實施例提供一種恒功率無線充電系統，在本方案中，主要是通過在初級側的諧振補償電路中引入額外的補償模塊和無線電力傳輸模塊，以及通過在半有源整流器的第二輸入端接入一個脈沖密度調制控制波；這樣，即可使得初級側的諧振補償電路向無線充電接收裝置輸出的輸出電流is與無線電力傳輸模塊與次級側的諧振補償電路之間的互感m無關，使輸出電流is的值可以通過調整補償模塊中各元器件的參數值來控制；以及在一個脈沖密度調制控制波周期t
pdm
內來調制初級側的諧振補償電路向無線充電接收裝置輸出的輸出交流電壓vs的占空比，進而來達到調節無線充電接收裝置側等效交流負載r
eq
的目的；進而使得無線充電發射裝置向無線充電接收裝置輸出功率為恒功率，即本技術在不需要額外的dc-dc轉換器、輔助scc電路或無線反饋通信電路等轉換層的情況下，實現了無線恒功率充電，顯著提高了系統效率并降低了系統復雜性和成本。
105.將通過如下實施例，具體對圖2中恒功率無線充電系統中各模塊的電路結構進行展開說明。
106.可選地，參考圖3所示，補償模塊108包括：第一電感l
p1
、第一電容c
p1
、第二電容c
p2
。
107.第一電感l
p1
的一端與全橋電壓源逆變器的輸出端連接，第一電感l
p1
的另一端分別與第一電容c
p1
的一端、第二電容c
p2
的一端連接；
108.第一電容c
p1
的另一端分別與全橋電壓源逆變器的輸出端以及無線電力傳輸模塊109的輸入端連接；
109.第二電容c
p2
的另一端與無線電力傳輸模塊109的輸入端連接。
110.可選地，繼續參考圖3所示，無線電力傳輸模塊包括：發射線圈l
p
；
111.發射線圈l
p
的一端與第二電容c
p2
的另一端連接，發射線圈l
p
的另一端與第一電容c
p1
的另一端連接；
112.發射線圈l
p
與次級側的諧振補償電路電磁連接。
113.可選地，繼續參考圖3所示，次級側的諧振補償電路106包括：第三電容cs、接收線圈ls；
114.接收線圈ls與發射線圈l
p
電磁連接；
115.可選地，發射線圈l
p
與接收線圈ls的匝數比為1:1，即由初級側的諧振補償電路與次級側的諧振補償電路組成具有lcc-s補償拓撲的松散耦合變壓器由對稱線圈組成(即匝數比＝1:1，n＝1)，其中，發射線圈l
p
與接收線圈ls之間的互感為m，發射線圈l
p
與接收線圈ls的耦合條件可以由耦合系數表示。
116.需要注意的是，圖3中示出了發射線圈l
p
的電阻r
p
和接收線圈ls的電阻rs，電阻r
p
與電阻rs是該松散耦合變壓器的線圈損耗可以表示為兩個分量。
117.繼續參考圖3所示，第三電容cs的一端與接收線圈ls的一端連接，第三電容的另一端與半有源整流器的第一輸入端連接；
118.接收線圈ls的另一端與半有源整流器的第一輸入端連接。
119.可選地，繼續參考圖3所示，半有源整流器包括：第一二極管d1、第二二極管d2、第一開關管s1、第二開關管s2；即半有源整流器由兩個二極管d1和d2、以及兩個mosfet開關s1和s2組成，其中兩個mosfet開關s1和s2附帶兩個反向安置的二極管d3和d4。
120.第一二極管d1的一端分別與第二二極管d2的一端、以及待充電負載的一端連接，第一二極管d1的另一端分別與第三電容cs的另一端、以及第一開關管s1的第一端連接；
121.第一開關管s1的第二端分別與第二開關管s2的第二端、以及待充電負載的另一端連接；
122.第二開關管s2的第一端分別與述第二二極管d2的另一端、接收線圈ls的另一端連接；
123.第一開關管s1的第三端與第二開關管s2的第三端均與控制裝置連接，以接入脈沖密度調制控制波，并由脈沖密度調制控制波控制第一開關管s1、及第二開關管s2的通斷狀態。
124.可選地，參考圖4所示，為了對半有源整流器輸出端輸出的直流電進行濾波處理，該恒功率無線充電系統100還包括：濾波電容cf；
125.濾波電容cf的一端分別與第一二極管d1的一端、第二二極管d2的一端、以及待充電負載的一端連接，濾波電容cf的另一端分別與第一開關管s1的第二端、第二開關管s2的第二端、以及待充電負載r
l
的另一端連接；其中，r
l
為待充電負載可以充當電池。
126.濾波電容cf用于對半有源整流器的輸出端輸出的直流電進行濾波，得到濾波后的直流電壓，并將濾波后的直流電壓輸送至待充電負載r
l
。
127.將通過如下實施例中，對圖2中全橋電壓源逆變器的電路結構進行展開說明。
128.可選地，繼續參考圖3或圖4所示，全橋電壓源逆變器包括：第三開關管s3、第四開關管s4、第五開關管s5以及第六開關管s6；即全橋電壓源逆變器是由四個mosfet開關s3至s6組成的全橋vsi，以通過這四個mosfet開關將直流電壓源轉換為高頻交流形式。
129.其中，第三開關管s3的第一端與第四開關管s4的第一端均用于接入直流電壓源的正極vin+，第三開關管s3的第二端分別與第五開關管s5的第一端以及第一電感l
p1
的一端連接；
130.第四開關管s4的第二端分別與第六開關管s6的第一端以及第一電容c
p1
的另一端連接；
131.第五開關管s5的第二端以及第六開關管s6的第二端均用于接入直流電壓源的負極vin-。
132.圖5為全橋電壓源逆變器的工作波形、第一開關序列波形與第二開關序列波形示意圖，參考圖5所示，第三開關管s3的第三端及第六開關管s6的第三端均用于接入第一開關序列波形，第四開關管s4的第三端及第五開關管s5的第三端均用于接入第二開關序列波形，第三開關管s3、第四開關管s4、第五開關管s5以及第六開關管s6用于在第一開關序列波形與第二開關序列波形的控制下，對直流電壓源進行高頻轉換，得到高頻交流電壓。
133.如下將結合上述圖2-圖4所示的恒功率無線充電系統的電路結構，對本技術提供
的恒功率無線充電系統的工作原理進行介紹。
134.首先，對恒功率無線充電系統的電路結構中各參數含義進行說明。在該無線電力傳輸過程中，v
p
和i
p
分別表示輸入交流電壓和輸入交流電流，vs和is分別表示輸出交流電壓和輸出交流電流，vo和io分別表示電池的直流充電電壓和直流充電電流。
135.由于與lcc-sipt轉換器的工作周期相比，電池充電是一個緩慢的過程，因此，電池可以建模為電阻器r
l
，其中r
l
＝vo/io。
136.如下將具體對本技術提供的恒功率無線充電系統所具有的幾個優勢進行說明，其中，(1)無線充電發射裝置中初級側的諧振補償電路輸出端輸出的輸出電流is與負載無關；(2)通過改變初級側的諧振補償電路中第一電感l
p1
、第一電容c
p1
而不改變初級側的諧振補償電路中發射線圈l
p
的就能改變輸出能力的特性；(3)可以獲得零電壓開關特性，達到降低系統功耗的目的。
137.如下先對恒功率無線充電系統所具有的優勢(1)-(2)進行說明。
138.為了闡明恒功率無線充電系統中各元器件參數設計過程，使用如圖6所示的lcc-sipt轉換器的t等效電路模型對恒功率無線充電系統進行分析。
139.圖6為具有lcc-s補償拓撲的ipt轉換器的t等效模型示意圖，通過假設圖6中的諧振電路在諧振角頻率ωr下工作，這種采用基波近似(fundamental harmonic approximation，簡稱fha)的等效電路模型足夠準確，并且可以簡化分析過程。其中，第一電容c
p1
被分成兩個并聯電容器c
p1'
和c
p1”，此外半有源整流器以及待充電負載r
l
可以建模為等效電阻r
eq
。
140.其中，變量v
p
、i
p
、vs和is分別是v
p
、i
p
、vs、is的基波分量的相量，而i
lc
是在c
p1'
和c
p1”之間流動的電流的基波分量的相量。v
p
、vs、i
p
和is的均方根值分別為和和
141.在本實施例中，為了簡化分析過程，忽略了lcc-s補償元件的寄生電阻和線圈損耗。此外，該lcc-sipt轉換器使用對稱線圈，這使得從副邊反映的組件值在t模型中保持不變。
142.松散耦合變壓器lct在電路中被建模為三個元件，分別是原邊漏電感l
lp
，副邊漏電感l
ls
和互感lm，它們之間的關系可以表示為如下公式(1)-公式(2)：
143.lm＝n
·
m＝m
??
(1)
144.l
p
＝l
lp
+lm＝ls＝l
ls
+lm??
(2)
145.其中，像lcc-s這樣的高階補償運用于ipt轉換器可以建模為幾個諧振電路的組合，并且可以逐級導出獨立于負載的傳輸特性。對于圖6中的lc諧振電路，電感l
p1
和電容c
p1'
應滿足如下公式(3)：
[0146][0147]
該lc諧振電路的跨導可以表示為如下公式(4)：
[0148]
[0149]
然后，lc諧振電路作為π型諧振電路的電流源i
lc
。其對應的電流增益可以表示為如下公式(5)：
[0150][0151]
若滿足如下公式(6)所示的條件：
[0152][0153]
由于第二電容c
p2
設計為漏感l
lp
的諧振對，因此，電流增益g
ii
設定為單位數(g
ii
＝1)，這意味著整個lcc-sipt轉換器的跨導可以表示為如下公式(7)：
[0154][0155]
因此，忽略線圈損耗和轉換器損耗后，獨立于負載的輸出電流is由下公式(8)所示：
[0156][0157]
此外，與ss補償拓撲不同，可以由公式(8)中得到，在這種lcc-s補償拓撲中，輸出電流is與互感m無關，并且is值可以通過調整第一電容l
p1
的值來控制。這表明恒功率無線充電系統可以在保持線圈設計不變的情況下，通過改變第一電感l
p1
和第一電容c
p1
來配置不同的輸出電流is。這樣，使得本技術提出的恒功率無線充電系統可以適用于基于相同lct/線圈和平臺開發不同輸出規格的產品等場景。
[0158]
其次，將對恒功率無線充電系統所具有的優勢(3)進行說明。
[0159]
其中，全橋電壓源逆變器104中各開關管的開關順序和工作波形如圖5所示。對于實現零電壓開關特性(zero voltage switching characteristics，簡稱zvs)，其中，v
p
和i
p
之間的相位角θ應該滿足一定量，使第三開關管s3和第六開關管s6的寄生輸出電容c
oss
(或第四開關管s4&第五開關管s5)在mosfet導通之前充分充電/放電，其最小值如公式(9)所示：
[0160][0161]
其中，fr是電路的諧振頻率，c
oss,u
和c
oss,l
分別表示s3&s6(或s4&s5)的寄生輸出電容，其中假設開關管s3到s6均采用相同的型號(即c
oss,u
＝c
oss,l
)，即c
oss,u
和c
oss,l
在本文中是相同的(即c
oss,u
＝c
oss,l
＝c
oss
)。
[0162]
結合公式(9)和v
p,rms
和i
p,rms
的表達式，θ
min
可以進一步推導出為如下公式(10)所示：
[0163]
θ
min
＝arccos(1-π2fr|z
in
|c
oss
)
??
(10)
[0164]
這與輸入阻抗|z
in
|有關。此外，相位角θ由負載條件(即輸入阻抗z
in
)確定。為了計算輸入阻抗z
in
，首先原邊的漏感l
ls
應由第三電容cs補償，及如下公式(11)所示：
[0165][0166]
然后，基于上述對恒功率無線充電系統的t等效電路的分析，輸入阻抗可以計算表示為如下公式(12)所示：
[0167][0168]
即，可以得到輸入阻抗是感性的。因此，其輸入相位角可以推導出為如下公式(13)所示：
[0169][0170]
其中，公式(13)表示輸入相位角θ與第一電感l
p1
和等效交流負載r
eq
相關。參考圖7所示，圖7是可視化后第一電感l
p1
、等效交流負載r
eq
和角度差δθ＝θ-θ
min
之間的關系，其中，δθ應高于零平面，以實現zvs條件，(假設c
oss
＝1000pf)，其表明零平面以上的點是可取的系統參數，以使θ》θ
min
并確保全橋電壓源逆變器vsi處的零電壓開關特性zvs。此外，由于等效交流負載r
eq
可以通過控制在副邊的sar來調節為常數，以保持角度差δθ，這使得在整個充電過程中可以保證全橋電壓源逆變器vsi在zpa條件下工作。
[0171]
如下將介紹如何利用恒功率無線充電系統中的半有源整流器sar進行等效交流負載r
eq
的調節，以及最優等效交流負載req,opt和cp充電的控制策略。
[0172]
(a)、半有源整流器sar進行等效交流負載的調節
[0173]
其中，半有源整流器sar由脈沖密度調制控制波所控制，圖8為脈沖密度調制控制波的波形示意圖，如圖8所示，可以通過脈沖密度調制控制波來控制半有源整流器sar中的兩個mosfet開關管s1和s2同時多次導通或關斷，以在一個脈沖密度調制控制波周期t
pdm
內調制vs的占空比。
[0174]
與傳統的脈沖調制寬度相比，這種方法無需額外的控制電路就可以始終滿足零電壓開關特性zvs條件，這是由于is和vs的零交叉點一致對齊。具體而言，t
pi
是mosfet開關管s1和s2工作在無源狀態的時間段，t
ai
是mosfet開關管s1和s2工作在有源狀態的時間段，其中i是脈沖密度調制控制波周期內[1，q]范圍內的序列標號。總無源狀態時間與一個脈沖密度調制控制波周期的時間之比，即為控制因子α，具體為如下公式(14)所示：
[0175][0176]
由于控制因子α影響半有源整流器sar的平均輸出電壓，具體可以表示為如下公式(15)所示：
[0177]vo,avg
＝vo·
α
??
(15)
[0178]
然后，在一個脈沖密度調制控制波周期內的平均輸出功率，具體可以表示為如下公式(16)所示：
[0179][0180]
結合公式(16)與is,rms的表達式，等效交流負載req可推導出為如下公式(17)所示：
[0181][0182]
即由公式(17)可以清楚地看出，通過控制半有源整流器sar的控制因子α可以調節等效交流負載r
eq
。
[0183]
(b)、傳輸效率最優的cp充電控制策略
[0184]
(1)最優傳輸效率的條件
[0185]
圖9為具有lcc-s補償拓撲的ipt的m等效模型，其中，圖9(a)為副邊反映前的模型，圖9(b)為反映后的模型。對于傳輸效率分析，主要采用如圖9所示的lcc-s ipt轉換器的m等效電路模型進行簡化分析，其中，考慮了線圈損耗，圖9(a)為副邊反映前的模型，圖9(b)為反映后的模型。將基爾霍夫電壓定律應用于該m模型，可得到如下公式(18)-(20)所示的關系式：
[0186][0187][0188][0189]
在本實施例中，由于總傳輸效率可以看成是各階段傳輸效率的乘積。因此，從副邊開始，其傳輸效率可以表示為如下公式(21)所示：
[0190][0191]
為了計算原邊的傳輸效率，首先，從屬電壓源-jωmis可以替換為等效阻抗zrcv，它是從副邊反射到原邊的等效阻抗，即如公式(22)所示：
[0192][0193]
結合公式(20)和(22)，z rcv可以進一步推導出為如下公式(23)所示：
[0194][0195]
則，可以得到原邊的傳輸效率為如下公式(24)所示：
[0196]
[0197]
因此，整體傳輸效率為如下公式(25)所示：
[0198][0199]
通過對公式(25)分析，可知傳輸效率會受到等效交流負載req的影響。因此，在最優等效交流負載req,opt下，總傳輸效率才能最大化，其中最優等效交流負載req,opt可以通過計算得到。計算得出最優等效交流負載為如下公式(26)所示：
[0200][0201]
(2)、額定輸出功率設計及恒功率輸出控制策略
[0202]
如上述實施例所述，所提出的基于lcc-sipt的無線充電器具有獨立于負載的輸出電流，并且半有源整流器sar可以調節等效交流負載req。為保證恒功率無線充電系統在提供最佳傳輸效率的同時提供恒功率輸出，恒功率無線充電系統應設計為在整個充電過程中，在最佳等效交流負載req,opt下輸出恒功率。
[0203]
由于最優等效交流負載req,opt是由lct的固有特性決定的，通過半有源整流器sar的調制可以將等效交流負載req保持在其最優值，額定輸出功率可以通過設計獨立于負載的輸出電流來確定，本實施例將平均輸出功率設計為接近額定輸出功率，其表達式為如下公式(27)所示：
[0204][0205]
圖10為在各種控制因子α(α＝1,α＝0.9375,α＝0.8750)下，po/po,rated與η/ηoptimal對應不同電池內阻r
l
的曲線圖，如圖10所示，當比率等于1且始終保持為1時(po＝po,rated＝constant)，所提出的充電器僅通過應用基于pdm的sar控制即可同時實現cp輸出和最佳傳輸效率。此外，由于等效交流負載req調節后的值只能大于調節前的值，為確保系統在整個充電過程中以最優的傳輸效率運行，應將充電器的最小等效交流負載設定為最優等效交流負載。等效交流負載req范圍可表示為如下公式(28)所示：
[0206][0207]
圖11為不同電池內阻r
l
對應的控制因子α和有與沒有sar控制的情況下req/req,opt的比值的示意圖，圖11顯示了為保持最佳等效交流負載req,opt，在不同電池內阻r
l
下對應的控制因子α的單調遞減曲線。虛線與單調遞增曲線分別顯示了有和沒有sar控制的情況下req/req,opt的值。該曲線直觀地顯示了不同狀態下等效交流負載調節控制策略的工作點。
[0208]
根據上述分析，提出了一種基于lcc-s的用于實現無線cp充電和最佳傳輸效率的ipt轉換器的控制方案，其控制圖如圖12所示。
[0209]
可選地，上述圖1中的控制裝置包括：傳感器電路、微控制器單元以及過零檢測器。
[0210]
其中，傳感器電路的輸出端與微控制器單元的第一輸入端連接，傳感器電路用于采集輸出電流和輸出電壓，并將采集到的輸出電流和輸出電壓輸出至微控制器單元；
[0211]
過零檢測器的輸出端與微控制器單元的第二輸入端連接，過零檢測器用于獲取次級側的諧振補償電路的輸出交流電流，并根據輸出交流電流生成時鐘信號，將時鐘信號輸出至微控制器單元；
[0212]
微控制器單元的輸出端與半有源整流器的第二輸入端連接，微控制器單元用于根據輸出電流、輸出電壓以及時鐘信號，生成脈沖密度調制控制波，并將脈沖密度調制控制波輸出至半有源整流器中的第一開關管和第二開關管，以使得第一開關管和第二開關管在脈沖密度調制控制波的控制下，對補償后的高頻交流電壓進行整流，得到直流電壓。
[0213]
可選地，微控制器單元包括：乘法器、除法器、比例積分控制器以及調制器；
[0214]
傳感器電路的輸出端與乘法器的輸入端連接，乘法器的輸出端與除法器的輸入端連接，乘法器用于接收由傳感器電路采集到的輸出電流和輸出電壓，并根據輸出電流和輸出電壓，計算得到當前輸出功率，并將當前輸出功率傳輸至除法器；
[0215]
除法器的輸出端與比例積分控制器的輸入端連接，除法器用于根據當前輸出功率與預設的參考額定輸出功率，計算得到第一系數，并將第一系數傳輸至比例積分控制器；
[0216]
比例積分控制器的輸出端與調制器的第一輸入端連接，比例積分控制器用于對第一系數進行校正，得到控制因子，并將控制因子傳輸至調制器；
[0217]
調制器的第二輸入端與過零檢測器的輸出端連接，調制器用于接收由過零檢測器輸出端輸出的時鐘信號，并根據時鐘信號與控制因子生成脈沖密度調制控制波。
[0218]
在本實施例中，首先，傳感器電路感知充電信息，即通過傳感器電路采集輸出電壓vo和輸出電流io，并將它們輸入到微控制器單元(mcu)。然后，使用乘法器計算檢測到的當前輸出功率po，將po除以其參考額定輸出功率po,rated得到第一系數β，其關系式為如下公式(29)所示：
[0219][0220]
比例積分(proportional integral，簡稱pi)控制器用于通過最終將第一系數β校正到接近1來接近所需的控制因子α。最后，通過將控制因子α輸入到sigma-delta(σδ)調制器中，mcu生成pdm序列來控制開關管s1和s2。
[0221]
此外，pdm周期t
pdm
應事先設置，以確定控制因子α的精度。使用副邊電流is作為輸入的過零檢測器可以生成時鐘信號，用于同步功率信號(即，vs和is)和控制信號。采用圖12中的控制方案，所提出的無線恒功率充電器只需要在副邊進行數據采集和調制，即可實現直接安全的輸出調節，這表明可以消除原邊和副邊之間的通信。
[0222]
此外，為了驗證所提出的恒功率無線充電系統的有效性和可行性，對恒功率無線充電系統進行試驗測試，其中，如下表1為恒功率無線充電系統中各元器件的參數。本次試驗所使用的直流電源為kikusui pwx1500h。
[0223]
表1恒功率無線充電系統中各元器件的參數
[0224][0225]
從額定輸出功率和電池充電電壓的范圍來看，在74～109v這個電壓范圍內模擬電池充電的等效直流負載范圍在42～91ω左右。因此，應用電子負載(itechit6833a)來模擬具有不同充電狀態的電池組。使用了yokogawadl850e示波器捕獲實驗電壓和電流的波形，并使用yokogawapx8000精密功率示波器測量直流輸入功率和直流輸出功率。
[0226]
在本次試驗中，分別在對齊條件下、以及錯位情況下，對恒功率無線充電系統進行測試。
[0227]
(1)對齊條件下的實驗結果
[0228]
首先在對齊條件下進行測試。圖13為恒功率充電器開始充電的波形示意圖，圖14為恒功率充電器充電中的波形示意圖，圖15為恒功率充電器充電結束時的波形示意圖。
[0229]
其中，恒功率充電過程開始、中間和結束時的交流輸入電壓v
p
和電流i
p
、和交流輸出電壓vs和電流is的波形如圖13-圖15所示，其中對應的直流輸出功率曲線位于每張波形圖的最下面，其表示系統可以按預期輸出恒定功率。
[0230]
如圖13放大的工作波形v
p
和i
p
所示，原邊電壓v
p
和電流i
p
之間的相位角在20
°
左右，滿足大約7
°
的以實現全橋電壓源逆變器vsi中開關的零電壓開關特性zvs的最小所需相位角。然后，從圖14中放大的工作波形vs和is以得出，vs和is同相，電壓vs曲線上沒有出現大的電壓尖峰現象，這表現出sar固有的zvs特性。此外，一個值得一提的現象是，電流紋波問題會隨著控制因子α的減小而變得顯著，這可以通過本文圖14和圖15中的直流輸出功率曲線得到反映和驗證。疊加交流頻率的直流充電電流不會加速鋰離子電池的退化。因此，就電池壽命而言，電流紋波對于鋰離子電池充電來說是一個可以容忍的問題。
[0231]
圖16為充電過程中dc至dc傳輸效率η與輸出功率po的示意圖，如圖16所示，測得的輸出功率點對應不同的電池內阻r
l
以星號標記(即“*”)的曲線顯示。顯然，在整個恒功率充電過程中，輸出功率大致保持在132.5w。此外，在實現恒定輸出功率po的同時，整個充電過
程可以保持dc至dc傳輸效率在87％到90.25％的范圍內，這驗證了所提出的恒功率充電器及其控制方案可以同時實現恒定輸出功率和最大化傳輸效率。此外，該圖的下半部分展示了在α＝1的條件下測得的dc至dc傳輸效率η與不同r
l
之間的關系曲線，其最佳點用菱形(即
“◇”
)標記，這意味著恒功率充電系統在最佳效率點開始充電，上述實施例節中的分析一致。此外，值得注意的是，隨著控制因子α的降低，傳輸效率η略有下降，這可能是由于半有源整流器中的mosfet開關管s1和s2在有源狀態下工作的總時間增加，導致其消耗的功耗增高。
[0232]
圖17為充電過程中輸出電壓vo與輸出電流io對應不同的負載r
l
的測量值的示意圖，圖17表明，在充電過程中，直流輸出電流io隨著直流輸出電壓vo的升高而減小，這與恒功率充電曲線一致。圖18為對齊與錯位情況下的工作電點的示意圖，針對不同電池內阻req，維持恒功率輸出的控制因子α如圖18所示，其表示為一條由圓形標記(即
“○”
)的單調遞減曲線。隨著充電過程推進，sar的控制因子α減小。通過將r
l
從42ω增加到92ω，控制因子α從1變化到0.75。與圖11所示的仿真結果比較，雖然實驗結果有一定的偏差，但它們的趨勢幾乎是一致的。此外，半有源整流器sar根據實際輸出功率po與參考輸出功率po,rated的近似程度進行調節，這表明控制策略可以固有地處理這種輕微的偏差。
[0233]
(2)錯位情況下的實驗結果
[0234]
由于無線充電定位誤差，錯位會導致漏感增加。經過針對性設計的lct可以減輕和最小化這種對耦合系數k變化的影響。此外，由于cp輸出可以通過等效的交流負載調節來實現，因此所提出的充電系統仍然可以在合理的錯位范圍內提供恒定的輸出功率。
[0235]
圖19為充電過程中在對齊與錯位情況下測量得出的dc至dc傳輸效率η和輸出功率po的示意圖，為了驗證這一點，在未對準條件(k＝0.571)和對準條件(k＝0.615)下進行了測試，具體參考如圖19所示。此外，其控制因子的相應變化如圖18所示，以星號標記(即“*”)的曲線顯示。在整個充電過程中，錯位情況下的輸出功率po可以保持與對齊情況下的幾乎相同，約為133.1w，而充電系統仍達到其最佳傳輸效率，驗證了即使在錯位條件下，所提出的恒功率充電器的有效性和可行性。傳輸效率η的輕微下降可能主要是由于錯位導致的k的減小，以及相較于對齊情況，獲得最佳等效交流負載req,opt需要更小控制因子α。
[0236]
綜上所述，本技術提出了一種基于lcc-s的單級ipt轉換器，用于實現無線恒功率充電和整個充電過程中的最佳傳輸效率。為了同時達到恒功率輸出和效率優化兩個目標，采用了一種基于脈沖密度調制控制波的無需通信的半有源整流器sar調節，僅在副邊調整單個控制因子。與現有技術相比，ipt轉換器采用lcc-s補償使獨立于負載的輸出特性與互感無關，為系統參數設計提供了自由度，。所提出的無線恒功率充電器不需要額外的dc-dc轉換器或輔助scc電路，也不需要無線反饋通信電路，節省了成本和降低了控制復雜性。此外，該方案在全橋逆變器和半有源整流器sar中同時實現了零電壓開關特性zvs。
[0237]
本領域的技術人員容易理解，以上所述僅為本發明的較佳實施例而巳，并不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。
技術特征：
1.一種恒功率無線充電系統，其特征在于，包括：無線充電發射裝置、無線充電接收裝置以及控制裝置；其中，所述無線充電發射裝置包括：全橋電壓源逆變器、初級側的諧振補償電路；所述無線充電接收裝置包括：次級側的諧振補償電路、半有源整流器；所述初級側的諧振補償電路包括：補償模塊以及無線電力傳輸模塊；所述全橋電壓源逆變器的輸入端用于接入直流電壓源，所述全橋電壓源逆變器用于將所述直流電壓源轉換為高頻交流電壓；所述全橋電壓源逆變器的輸出端與所述補償模塊的輸入端連接，所述補償模塊的輸出端與所述無線電力傳輸模塊的輸入端連接，所述補償模塊用于對所述全橋電壓源逆變器輸出端輸出的高頻交流電壓進行補償以輸出補償后的高頻交流電壓，所述無線電力傳輸模塊用于對補償后的高頻交流電壓進行無線傳輸；所述無線電力傳輸模塊的輸出端與所述次級側的諧振補償電路電磁連接，所述次級側的諧振補償電路用于接收所述補償后的高頻交流電壓；所述次級側的諧振補償電路的輸出端與所述半有源整流器的第一輸入端連接，所述半有源整流器的第二輸入端與所述控制裝置連接，所述控制裝置用于向所述半有源整流器輸出脈沖密度調制控制波，所述半有源整流器用于在所述脈沖密度調制控制波的控制下，對所述補償后的高頻交流電壓進行整流，得到直流電壓，由所述半有源整流器的輸出端將所述直流電壓輸送至待充電負載。2.根據權利要求1所述的系統，其特征在于，所述補償模塊包括：第一電感、第一電容、第二電容；所述第一電感的一端與所述全橋電壓源逆變器的輸出端連接，所述第一電感的另一端分別與所述第一電容的一端、所述第二電容的一端連接；所述第一電容的另一端分別與所述全橋電壓源逆變器的輸出端以及所述無線電力傳輸模塊的輸入端連接；所述第二電容的另一端與所述無線電力傳輸模塊的輸入端連接。3.根據權利要求2所述的系統，其特征在于，所述無線電力傳輸模塊包括：發射線圈；所述發射線圈的一端與所述第二電容的另一端連接，所述發射線圈的另一端與所述第一電容的另一端連接；所述發射線圈與所述次級側的諧振補償電路電磁連接。4.根據權利要求3所述的系統，其特征在于，所述次級側的諧振補償電路包括：第三電容、接收線圈；所述接收線圈與所述發射線圈電磁連接；所述第三電容的一端與所述接收線圈的一端連接，所述第三電容的另一端與所述半有源整流器的第一輸入端連接；所述接收線圈的另一端與所述半有源整流器的第一輸入端連接。5.根據權利要求4所述的系統，其特征在于，所述半有源整流器包括：第一二極管、第二二極管、第一開關管、第二開關管；所述第一二極管的一端分別與所述第二二極管的一端、以及所述待充電負載的一端連接，所述第一二極管的另一端分別與所述第三電容的另一端、以及所述第一開關管的第一
端連接；所述第一開關管的第二端分別與所述第二開關管的第二端、以及所述待充電負載的另一端連接；所述第二開關管的第一端分別與述第二二極管的另一端、所述接收線圈的另一端連接；所述第一開關管的第三端與所述第二開關管的第三端均與所述控制裝置連接，以接入所述脈沖密度調制控制波，并由所述脈沖密度調制控制波控制所述第一開關管、及所述第二開關管的通斷狀態。6.根據權利要求5所述的系統，其特征在于，所述系統還包括：濾波電容；所述濾波電容的一端分別與所述第一二極管的一端、所述第二二極管的一端、以及所述待充電負載的一端連接，所述濾波電容的另一端分別與所述第一開關管的第二端、所述第二開關管的第二端、以及所述待充電負載的另一端連接；所述濾波電容用于對所述半有源整流器的輸出端輸出的所述直流電壓進行濾波，得到濾波后的直流電壓，并將所述濾波后的直流電壓輸送至待充電負載。7.根據權利要求6所述的系統，其特征在于，所述全橋電壓源逆變器包括：第三開關管、第四開關管、第五開關管、第六開關管；所述第三開關管的第一端、所述第四開關管的第一端均用于接入所述直流電壓源的正極，所述第三開關管的第二端分別與所述第五開關管的第一端、以及所述第一電感的一端連接；所述第四開關管的第二端分別與所述第六開關管的第一端、以及所述第一電容的另一端連接；所述第五開關管的第二端、以及所述第六開關管的第二端均用于接入所述直流電壓源的負極；所述第三開關管的第三端及所述第六開關管的第三端均用于接入第一開關序列波形，所述第四開關管的第三端及所述第五開關管的第三端均用于接入第二開關序列波形，所述第三開關管、所述第四開關管、所述第五開關管以及所述第六開關管用于在所述第一開關序列波形與所述第二開關序列波形的控制下，對所述直流電壓源進行高頻轉換，得到高頻交流電壓。8.根據權利要求7所述的系統，其特征在于，所述初級側的諧振補償電路與所述次級側的諧振補償電路組成具有電感電容電容-串聯lcc-s補償拓撲的松散耦合變壓器。9.根據權利要求8所述的系統，其特征在于，當所述初級側的諧振補償電路與所述次級側的諧振補償電路組成具有電感電容電容-串聯lcc-s補償拓撲的松散耦合變壓器的t等效模型中的諧振頻率滿足條件時，所述次級側的諧振補償電路的輸出電流為其中，ω
r
為諧振頻率，l
m
為互感，l
lp
為原邊漏電感，c
p1”為第一電容c
p1
分成的兩個并聯電容器之一，c
p2
為第二電容，i
s
為輸出交流電流i
s
的基波分量的相量，g
m,ipt
為跨導，v
p
為輸
入交流電壓v
p
的基波分量的相量。10.根據權利要求8所述的系統，其特征在于，當所述松散耦合變壓器中的輸入交流電壓和輸入交流電流之間的相位角大于或等于最小相位角時，則所述全橋電壓源逆變器工作在零電壓開關特性條件下，其中，所述最小相位角通過公式計算得到；其中，f
r
為諧振頻率，c
oss,u
和c
oss,l
分別為第三開關管與第六開關管的寄生輸出電容；vin為第三開關管與第六開關管接入的直流電壓源，i
p,rms
為i
p
的均方根值。11.根據權利要求8所述的系統，其特征在于，所述半有源整流器還用于通過所述半有源整流器的控制因子調節等效交流負載。12.根據權利要求1所述的系統，其特征在于，所述脈沖密度調制控制波是由所述控制裝置根據所述待充電負載的實際輸出功率與額定功率之間的比值產生。13.根據權利要求1所述的系統，其特征在于，所述控制裝置包括：傳感器電路、微控制器單元以及過零檢測器；其中，所述傳感器電路的輸出端與所述微控制器單元的第一輸入端連接，所述傳感器電路用于采集輸出電流和輸出電壓，并將采集到的所述輸出電流和所述輸出電壓輸出至所述微控制器單元；所述過零檢測器的輸出端與所述微控制器單元的第二輸入端連接，所述過零檢測器用于獲取所述次級側的諧振補償電路的輸出交流電流，并根據所述輸出交流電流生成時鐘信號，將所述時鐘信號輸出至所述微控制器單元；所述微控制器單元的輸出端與所述半有源整流器的第二輸入端連接，所述微控制器單元用于根據所述輸出電流、所述輸出電壓以及所述時鐘信號，生成所述脈沖密度調制控制波，并將所述脈沖密度調制控制波輸出至所述半有源整流器中的第一開關管和第二開關管，以使得所述第一開關管和所述第二開關管在所述脈沖密度調制控制波的控制下，對所述補償后的高頻交流電壓進行整流，得到直流電壓。14.根據權利要求13所述的系統，其特征在于，所述微控制器單元包括：乘法器、除法器、比例積分控制器以及調制器；所述傳感器電路的輸出端與所述乘法器的輸入端連接，所述乘法器的輸出端與所述除法器的輸入端連接，所述乘法器用于接收由所述傳感器電路采集到的所述輸出電流和所述輸出電壓，并根據所述輸出電流和所述輸出電壓，計算得到當前輸出功率，并將所述當前輸出功率傳輸至所述除法器；所述除法器的輸出端與所述比例積分控制器的輸入端連接，所述除法器用于根據所述當前輸出功率與預設的參考額定輸出功率，計算得到第一系數，并將所述第一系數傳輸至所述比例積分控制器；所述比例積分控制器的輸出端與所述調制器的第一輸入端連接，所述比例積分控制器用于對所述第一系數進行校正，得到控制因子，并將所述控制因子傳輸至所述調制器；所述調制器的第二輸入端與所述過零檢測器的輸出端連接，所述調制器用于接收由所述過零檢測器輸出端輸出的時鐘信號，并根據所述時鐘信號與所述控制因子生成所述脈沖
密度調制控制波。
技術總結
本申請提供恒功率無線充電系統，涉及無線充電技術領域。本申請在不需要額外的轉換層情況下，通過在初級側的諧振補償電路中引入補償模塊和無線電力傳輸模塊，以及通過在半有源整流器的第二輸入端接入一個脈沖密度調制控制波；這樣，使得初級側的諧振補償電路向無線充電接收裝置輸出的輸出電流與無線電力傳輸模塊與次級側的諧振補償電路之間的互感無關，并且輸出電流的值還可以通過調整補償模塊中各元器件的參數值來控制；以及在一個脈沖密度調制控制波周期內來調制初級側的諧振補償電路向無線充電接收裝置輸出的輸出交流電壓的占空比，進而來達到調節等效交流負載的目的，進而實現了無線恒功率充電，顯著提高了系統效率并降低了系統復雜性和成本。并降低了系統復雜性和成本。并降低了系統復雜性和成本。
