一種基于主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機及其驅動、設計方法
1.本發明涉及一種電機及其智能化控制技術領域，尤其涉及一種基于主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機及其驅動、設計方法。
背景技術：
2.氣候變化是當今世界面臨的最嚴峻的挑戰之一，控制以二氧化碳為主體的溫室氣體排放迫在眉睫。新能源電動汽車因其污染小，成為節能減排的重要手段。永磁輪轂電機因其高輸出轉矩、高效率、小體積等優勢在新能源汽車領域得到廣泛關注。
3.新一代新能源電動汽車對其電機驅動系統安全性和可靠性提出更高要求。永磁容錯輪轂電機能夠克服功率開關故障、開路故障和短路故障，具備良好的容錯能力，有效提高了輪轂電機的可靠性。中國發明專利《一種電熱磁隔離多相容錯電機》(專利號cn112510862a)公開了一種電熱磁隔離多相容錯電機，利用多相集中繞組技術和一種新型的定子結構，實現了故障工況下電機的強容錯運行。然而，此類容錯電機由于采用集中繞組，凸極率往往比較低，導致電機調速范圍窄，無位置傳感器運行效果差等缺點，無法滿足電動汽車對其驅動電機的要求。為克服電機凸極率較低的問題，中國發明專利《一種高磁阻轉矩、高凸極率的五相永磁容錯電機的設計方法》(專利號cn111654124b)針對五相永磁容錯電機，提出了一種改進的槽極配合關系，在實現高磁阻轉矩和高凸極率的同時，能保證優越的容錯性能，對獲得良好的容錯能力和穩態無位置傳感器運行性能具有重要意義。然而，該類永磁容錯電機由于凸極率大于1，導致電機在高速弱磁下的永磁體不可逆退磁風險較高；并且，該類電機的凸極特性隨負載變化極易消失，從而惡化了無位置傳感器動態運行性能。為此，文獻“design and analysis of new five-phase flux-intensifying fault-tolerant interior-permanent-magnet motor for sensorless operation”(ieee transactions on industrial electronics，2020)嘗試提出一種磁場增強型永磁電機，以提高電機的無位置傳感器運行能力。但是，該類電機的反凸極率不明顯，同時未克服次級凸極性問題，動穩態下轉子位置估算精度仍有待進一步提高。因此，為滿足新一代電動汽車對良好的多工況無位置傳感器運行性能的需求，如何在保證輪轂電機基本電磁性能的同時提高其無位置運行能力、抗退磁能力及調速范圍尤為重要。
技術實現要素：
4.發明目的：本發明針對現有技術中存在的問題，提出一種基于主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機及其驅動、設計方法，將無位置運行能力提前考慮到設計階段，綜合考慮電機參數對無位置傳感器運行性能的影響，以滿足電動汽車的“頻繁啟停、加減速、重載爬坡、高速巡航、故障”等多變工況需求。在滿足“強容錯”及“寬調速”的基礎上，使得電機具有較好的無位置運行能力，進一步拓寬電動汽車電機驅動系統的廣域高效區和提高安全可靠運行性能。
5.技術方案：為實現上述發明目的，本發明提供了一種基于主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機驅動系統。包括：五相永磁容錯輪轂電機(1)、park變換模塊(2)、無位置傳感器控制模塊(3)、mtpa控制模塊(4)、pi控制器(5)、反park變換模塊(6)、svpwm模塊(7)及逆變器模塊(8)。具體包括以下步驟：
6.步驟1)，設計一種基于主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機，通過在設計階段統籌考慮無位置運行性能，以獲取良好的無位置運行性能及容錯性能。
7.步驟2)，為充分發揮所述步驟1)中永磁容錯輪轂電機優越的無位置傳感器運行性能，提出基于頻帶自適應的次級諧波抑制與位置誤差信號提取算法，抑制次級凸極諧波對位置觀測的影響，提升無位置傳感器控制的動態響應性能。
8.步驟3)，基于所述步驟1)中新型主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機和步驟2)中無位置傳感器控制方法，構建五相永磁容錯輪轂電機無位置傳感器驅動控制系統。
9.進一步，所述步驟1)中，一種基于主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機，其特征在于：由內向外依次包括轉軸(11)、定子(9)、轉子(10)。所述定子(9)由定子軛(22)、電樞齒(14)、定子槽(21)、容錯齒(13)組成；沿定子(9)外圓周方向間隔均勻分布電樞齒(14)和容錯齒(13)，所述電樞齒(14)上繞有電樞繞組(12)，兩相鄰的電樞繞(14)組之間由容錯齒(13)進行隔離；沿轉子(10)內圓周方向間隔均勻分布主永磁體(15)與鐵芯極(16)，所述主永磁體(15)采用表嵌式弧形永磁體，表嵌式永磁磁極與相鄰鐵芯極(16)形成一對磁極；所述表嵌式永磁磁極與鐵芯極(16)之間靠近氣隙側存在q軸磁障(17)，q軸磁障(17)與定子(9)外圓形成非均勻氣隙；所述表嵌式永磁磁極與鐵芯極(16)之間靠近外圓側存在多層弧形磁障(19)，各層弧形磁障之間形成導磁橋(20)；所述q軸磁障(17)與靠近氣隙的弧形磁障之間設置有矩形輔助永磁體(18)，輔助永磁體(18)與主永磁體(15)之間形成串聯。
10.所述定子(9)和轉子(10)均采用硅鋼片等導磁材料疊壓而成，疊壓系數為0.96；電樞繞組(12)采用漆包銅導體材料。
11.所述電樞繞組(12)為單層集中繞組。
12.所述定子齒的齒數是2m的倍數，且定子齒的數量與轉子極數之差為2，其中m為電機的相數。
13.所述永磁磁極與鐵芯極(16)的數量之和為ps。
14.所述轉子極數為ps、所述主永磁體(15)極數為pm、所述輔助永磁體(18)極數為pa、所述鐵芯極(16)極數為pf，四者之間滿足關系：pm+pf＝ps＝pa。
15.設計多層弧形磁障(19)位于主永磁體(15)磁極與鐵芯極(16)間，沿轉子(10)圓周方向均勻分布；輔助永磁體(18)位于多層弧形磁障(19)與q軸磁障(17)之間沿轉子(10)外圓周方向均勻分布。
16.所述q軸磁障(17)圓心為o1，半徑為r1，所述多層弧形磁障(19)圓心為o2，弧形磁障半徑分別為r2，r3，弧形磁障厚度為h0。
17.所述主永磁體(15)與輔助永磁體(18)的均采用釹鐵硼永磁磁鋼，主永磁體(15)充磁方向均為指向圓心，輔助永磁體(18)充磁方向沿圓周方向，相鄰兩個輔助永磁體(18)充磁方向相反使得輔助磁場與主磁場形成磁路串聯。
18.本發明提供的一種基于主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機，其具體設
計方法如下：
19.步驟1.1)利用傳統容錯電機的槽極配合設計方法，初步確定定子(9)齒數和轉子(10)極對數，基于基波合成矢量最大原則，確定槽矢量分配。
20.步驟1.2)設置交替表嵌式主永磁磁極，主永磁磁極充磁方向均指向氣隙，與鐵芯極共同形成閉合磁路，有利于提高永磁體利用率。
21.步驟1.3)在主永磁磁極與鐵芯極(16)之間設置q軸磁障(17)與多層弧形磁障(19)，增加交軸磁阻，從而實現電機的反凸極特性。
22.步驟1.4)在q軸磁障(17)與多層弧形磁障(19)之間設置沿周向充磁的矩形輔助永磁體(18)，使其在提供輔助磁場的同時增加交軸磁阻，以降低交軸電感，進一步增加電機的反凸極效應。
23.步驟1.5)對主永磁體(15)、輔助永磁體(18)、q軸磁障(17)、多層弧形磁障(19)參數進行優化，獲得良好的反凸極特性，通過在電機設計階段提前考慮無位置傳感器運行性能，以實現主動式無位置傳感器運行永磁容錯輪轂電機的設計。
24.通過主動式無位置傳感器運行永磁容錯輪轂電機的設計，可以有效提高電機的無位置傳感器運行能力，但是仍然存在次級凸極問題，未能充分發揮電機驅動系統的高精度無位置傳感器運行性能。為充分實現所述永磁容錯輪轂電機優越的無位置傳感器運行性能，本發明還提供了一種基于頻帶自適應的次級諧波抑制與信號提取的無位置傳感器控制算法。
25.進一步，所述步驟2)中，基于頻帶自適應的次級諧波抑制與信號提取的無位置傳感器控制算法實現的具體步驟如下：
26.2.1)通過基于頻帶自適應的次級諧波抑制算法，以抑制次級凸極諧波對位置觀測的影響。
27.采用基于遞歸最小二乘法的自適應線性神經元濾波器，通過自適應算法對濾波器系數進行自整定以抑制位置誤差信號中的特定次諧波。對諧波參考信號r(n)和可調權重分量x(k)進行處理后獲取濾波器期望輸出信號y(n),將輸入信號u(n)和濾波器期望輸出信號y(n)做差便可獲得期望基波信號y(n)。由遞歸最小二乘法可得公式：
[0028][0029]
式中，y1(n)為諧波估計量；x
11
(n-1)、x
21
(n-1)為諧波分量估計幅值；1)為諧波分量估計幅值；為諧波參考信號，為估計轉子位置；y(n)為濾波輸出；u(n)為濾波輸入；可調濾波系數x
11
(n)和x
21
(n)基于諧波參考信號在線更新，表達式如下：
[0030][0031]
其中，增益系數k
11
(n)和k
21
(n)表示為：
[0032][0033]
式中，μ為遺忘因子，且0《μ《1。其中，自相關矩陣h1(n)的逆被轉換成兩個尺度h
11
(n)和h
21
(n)，使遞歸最小二乘法算法的實現更加簡單和迅速，h
11
(n)和h
21
(n)可以表示為：
[0034][0035]
2.2)在所述步驟2.1)的基礎上，結合基于頻帶自適應的位置誤差信號提取算法，提高五相永磁容錯輪轂電機無位置傳感器控制的動態響應性能。
[0036]
利用全通網絡濾波器只改變信號相位的特性，將濾波前后的信號進行線性運算，構造自適應頻帶帶通濾波器與自適應頻帶陷波濾波器。典型二階全通網絡濾波器的傳遞函數為：
[0037][0038]
式中，為濾波帶寬相關系數，ωm為具有3db衰減的濾波帶寬，ts為數字采樣周期；p＝cos(ωnts)，為濾波頻率相關系數，ωn為諧振頻率點；自適應頻帶濾波器中諧振頻率設為：
[0039][0040]
式中，ωc為注入高頻信號頻率，為電機估計轉速，諧振頻率跟隨電機轉速自動調節，以減小濾波器帶來的相位延遲。將濾波帶寬設為：
[0041][0042]
其中，ωb為可調帶寬，λ為動態調節因子，ω
*
為給定轉速，當電機穩定運行時，動態調節因子不起作用，此時濾波器帶寬取決于ωb；當電機處于變速運行時，動態調節因子重新作用，根據實際轉速與給定轉速誤差大小自適應調節濾波帶寬，以此來改善無位置控制動態響應性能，調制后的電流可表示為：
[0043][0044]
式中，為q1軸高頻響應電流；ωh為注入高頻信號角頻率，為2次高頻注入諧波幅值；為位置誤差函數，為估計角位置誤差；調制后的電流包含2次高頻注入諧波，故將自適應頻帶陷波濾波器中ωc設為2ωh，以獲取位置誤差信號
[0045]
進一步，所述步驟3)中，基于主動式無位置傳感器策略的五相永磁容錯輪轂電機驅動系統，其特征在于：
[0046]
五相永磁容錯輪轂電機(1)作為系統的驅動電機模塊，輸出電磁轉矩te和五相電流i
abcde
；
[0047]
五相電流i
abcde
通過所述park變換模塊(2)獲取反饋交直軸電流信號i
d1q1d3q3
；
[0048]
基于頻帶自適應的次級諧波抑制與位置誤差信號提取算法的無位置傳感器控制模塊(3)，通過反饋電流信號i
q1
，估測轉子位置及轉速信息；
[0049]
基于公式法的mtpa模塊(4)，將給定轉速n與估計轉速的差值通過pi控制器(5)
輸出的給定轉矩進行最優分配，獲取最優交直軸給定電流
[0050]
pi控制器(5)用于調節給定電流與反饋電流i
d1q1d3q3
的偏差，獲取給定交直軸電壓信號u
d1q1d3q3
；
[0051]
反park變換模塊(6)用于反變換給定交直軸電壓信號u
d1q1d3q3
，獲取靜止坐標系下的電壓信號u
α1β1α3β3
；
[0052]
svpwm模塊(7)用于將給定兩相靜止坐標系下的電壓信號u
α1β1α3β3
調制成驅動電機所需的十路pwm脈沖信號；
[0053]
逆變器模塊(8)通過十路pwm脈沖信號輸出五相電壓信，給所述五相永磁容錯輪轂電機(1)提供電源。
[0054]
本發明的有益效果：
[0055]
(1)本發明首次從電機設計和控制的角度，統籌考慮電機驅動系統的無位置傳感器運行性能，提出一種基于主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機驅動系統。將無位置運行性能提前考慮到電機設計階段，提出基于主動式無位置傳感策略的永磁容錯輪轂電機，以提高電機無位置傳感器控制時動穩態下的轉子估算精度，簡化電機控制算法的復雜程度。與此同時，針對此類永磁容錯輪轂電機，提出相應的無位置傳感器控制算法，實現轉子位置的高精度檢測，以應對復雜多變的運行工況。
[0056]
(2)本發明通過相數冗余增加電機故障容錯能力，同時采用分數槽集中繞組，使得電機不同相間可以通過容錯齒實現相間磁隔離，降低不同相間磁路耦合，在很大程度上提高了電機的可靠性。與傳統電機設計不同，本發明考慮到無位置傳感器控制層對轉子位置高精度檢測的需求，通過在轉子上巧妙地設置“交替極”、“多層磁障”以及“q軸磁障”，在減少永磁體用量的同時，使得電機具有較好的反凸極特性，創造性地從電機設計角度提高了無位置傳感器運行精度。
[0057]
(3)為進一步提高轉矩輸出能力和反凸極率，本發明電機巧妙地在轉子上合理增設輔助永磁體，該輔助永磁體位置q軸磁路上，輔助永磁體充磁方向沿圓周方向，與主永磁體在磁路上形成串聯，可以一定程度上提高電機的轉矩輸出能力。此外。由于永磁體磁導率與硅鋼片磁導率差別較大，因此位于q軸磁路上的輔助永磁體一方面充當輔助磁源的作用，另一方面可以增加q軸磁阻，在提高轉矩輸出能力的基礎上進一步提高電機的反凸極率，從而確保了電機高轉矩輸出的同時，具備優越的無位置傳感器運行能力。
[0058]
(4)從電機驅動控制角度，本發明提出了自適應次級諧波抑制策略，以抑制次級凸極引起的諧波，提升轉子位置的觀測精度。并且，為進一步提高無位置傳感器控制的動態響應性能，本發明提出基于全通網絡的自適應頻帶濾波器代替固定帶寬濾波器，進行轉子位置誤差信號提取。所提出的控制算法能夠充分發揮所提電機結構的多工況下良好的無位置傳感器運行性能。
[0059]
(5)本發明從電機設計和控制角度，綜合提高了電機無位置運行精度，為現代無位置控制理論提供了新的思路，有利于促進輪轂電機無位置控制理論的發展，對電動汽車的發展具有重大的工程應用價值。
附圖說明
[0060]
圖1為本發明基于主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機驅動系統框圖；
[0061]
圖2為本發明滿足主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機結構示意圖；
[0062]
圖3為圖1中定子結構示意圖及電樞繞組分布圖；
[0063]
圖4為圖1中轉子局部結構及幾何尺寸標注放大示意圖；
[0064]
圖5為圖1中轉子上的釹鐵硼永磁體的充磁示意圖；
[0065]
圖6為圖1中轉子的直軸、交軸示意圖；
[0066]
圖7為本發明提供的一種主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機的設計方法結構框圖；
[0067]
圖8為本發明電機反電勢波形；
[0068]
圖9為本發明電機電感波形；
[0069]
圖10為本發明電機負載時d、q軸電感波形；
[0070]
圖11為本發明電機轉子位置誤差角隨q軸電流變化關系圖；
[0071]
圖12為本發明無位置傳感器控制模塊簡化框圖；
[0072]
圖13為本發明自適應線性神經元濾波器原理框圖；
[0073]
圖14為本發明自適應頻帶濾波原理框圖；
[0074]
圖中：1、五相永磁容錯輪轂電機；2、park變換模塊；3、無位置傳感器控制模塊；4、mtpa控制模塊；5、pi模塊；6、反park變換模塊；7、svpwm模塊；8、逆變器模塊。9、定子；10、轉子；11、轉軸；12、電樞繞組；13、容錯齒；14、電樞齒；15、主永磁體；16、鐵芯極；17、q軸磁障；18、輔助永磁體；19、多層弧形磁障；20、導磁橋；21、定子槽；22、定子軛。
具體實施方式
[0075]
為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅用于解釋本發明，并不用于限定本發明。
[0076]
圖1所示為本發明零低速下新型主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機驅動系統結構框圖。其中所述五相永磁容錯輪轂電機(1)作為系統的驅動電機；所述park變換模塊(2)和反park變換模塊(6)用于解耦自然坐標系下的數學模型；所述無位置傳感器控制模塊(3)用于估測轉子位置及轉速信息；基于公式法的mtpa控制模塊(4)，采用和交直軸參考電流計算公式，以分配給定轉矩下的最優交直軸電流式中ψf、is、l
d1
和l
q1
分別為永磁磁鏈、定子電流幅值、直軸電感和交軸電感；pi控制器(5)用于調節電流給定值與反饋值的偏差，獲得給定電壓控制信號；svpwm模塊(7)用于將給定兩相靜止坐標系下的電壓信號調制成所需pwm信號；逆變器模塊(8)用于輸出五相交流信號，給所述五相永磁容錯輪轂電機(1)提供電源。
[0077]
如圖2所示，本發明提出了主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機，該電機采用傳統容錯電機槽極組合方案，針對五相電機選取了20槽/18極槽極組合方式。由內向外依次包括轉軸(11)、定子(9)、轉子(10)。所述定子(9)由定子軛(22)、電樞齒(14)、定子槽
(21)、容錯齒(13)組成；沿定子(9)外圓周方向間隔均勻分布電樞齒(14)和容錯齒(13)，所述電樞齒(14)上繞有電樞繞組(12)，兩相鄰的電樞繞(14)組之間由容錯齒(13)進行隔離；沿轉子(10)內圓周方向間隔均勻分布主永磁體(15)與鐵芯極(16)，所述主永磁體(15)采用表嵌式弧形永磁體，表嵌式永磁磁極與相鄰鐵芯極(16)形成一對磁極；所述表嵌式永磁磁極與鐵芯極(16)之間靠近氣隙側存在q軸磁障(17)，q軸磁障(17)與定子(9)外圓形成非均勻氣隙；所述表嵌式永磁磁極與鐵芯極(16)之間靠近外圓側存在多層弧形磁障(19)，各層弧形磁障之間形成導磁橋(20)；所述q軸磁障(17)與靠近氣隙的弧形磁障之間設置有矩形輔助永磁體(18)，輔助永磁體(18)與主永磁體(15)之間形成串聯。定子(9)和轉子(10)均采用硅鋼片等導磁材料疊壓而成，疊壓系數為0.96；電樞繞組(12)采用漆包銅導體材料。
[0078]
圖3為定子(9)結構示意圖及電樞繞組(12)分布圖，定子(9)槽數為20，采用半閉口平底槽。電樞繞組(12)繞制于電樞齒(14)上，采用單層集中繞組，電樞繞組(12)按圖2中標注的順序，“+”為繞組進線方向，
“?”
為繞組出線方向，電樞繞組(12)之間由容錯齒(13)進行隔離。
[0079]
圖4為圖1中轉子(10)局部結構及幾何尺寸標注放大示意圖，轉子(10)內徑和外徑分別為ri和ro，在轉子(10)內圈交替分布表嵌式弧形主永磁體(15)，主永磁體(15)與鐵芯極(16)形成一對磁極。在主永磁體(15)與鐵芯極(16)之間靠近內圈側存在圓心為o1，半徑為r1的q軸磁障(17)，形成q軸磁障(17)；在主永磁體(15)與鐵芯極(16)之間靠近外圈側存在半徑為o2，半徑分別為r2和r3的多層弧形磁障(19)，弧形磁障厚度為h0，有效增加了q軸磁阻；多層弧形磁障(19)之間存在導磁橋(20)，減少對d軸磁通的影響；在靠近氣隙側弧形磁障與q軸磁障(17)之間存在矩形輔助永磁體(18)，由于永磁體磁導率較低，在提供輔助磁場的同時充當了q軸磁障(17)，可以在提高轉矩的同時增加反凸極效應。
[0080]
圖5為圖3轉子(10)上的釹鐵硼永磁體的充磁示意圖，位于轉子(10)內圈的交替表嵌式主永磁體(15)充磁方向均指向圓心，與旁邊的鐵芯極(16)形成一對磁極；位于主永磁體(15)兩側的輔助永磁體(18)沿圓周方向反向充磁，與主永磁體(15)形成磁路串聯。
[0081]
圖6為圖1中轉子(10)的直軸，交軸示意圖，主永磁體(15)磁極中心線為直軸方向，主永磁體(15)與鐵芯極(16)之間的中心線為交軸，直軸與交軸互差90電角度。與電機交軸對應的電感稱為交軸電感，與電機直軸對應的電感稱為直軸電感。
[0082]
圖7為本發明提供的一種主動式無位置傳感器策略的永磁容錯輪轂電機的設計方法，具體步驟如下：
[0083]
步驟1.1)利用傳統容錯電機的槽極配合設計方法，初步確定定子(9)齒數和轉子(10)極對數，基于基波合成矢量最大原則，確定槽矢量分配。
[0084]
步驟1.2)設置交替表嵌式主永磁磁極，主永磁磁極充磁方向均指向氣隙，與鐵芯極共同形成閉合磁路，有利于提高永磁體利用率。
[0085]
步驟1.3)在主永磁磁極與鐵芯極(16)之間設置q軸磁障(17)與多層弧形磁障(19)，增加交軸磁阻，從而實現電機的反凸極特性。
[0086]
步驟1.4)在q軸磁障(17)與多層弧形磁障(19)之間設置沿周向充磁的矩形輔助永磁體(18)，使其在提供輔助磁場的同時增加交軸磁阻，以降低交軸電感，進一步增加電機的反凸極效應。
[0087]
步驟1.5)對主永磁體(15)、輔助永磁體(18)、q軸磁障(17)、多層弧形磁障(19)參
數進行優化，獲得良好的反凸極特性，通過在電機設計階段提前考慮無位置傳感器運行性能，以實現主動式無位置傳感器運行永磁容錯輪轂電機的設計。
[0088]
圖8為本發明電機反電勢波形，其反電勢最大值約為78v，其諧波畸變率為2.3％，電機反電勢具有較好的正弦度，有利于相應的驅動控制，同時可降低電機的齒槽轉矩。
[0089]
圖9為本電機電感波形，電機的自感較高，而互感成分較低，互感在自感中的占比為2.8％，有一定的短路電流抑制能力。相與相之間的磁耦合小，可以實現相間磁隔離，提高了電機的容錯性能。
[0090]
圖10為本發明電機負載時d、q軸電感波形，電機的d軸電感大于q軸電感，d軸電感與q軸電感比值約為1.3，具有較好的反凸極特性，有利于電機零低速無位置運行，同時降低高速弱磁時的永磁體不可逆退磁的風險，提升高速巡航時的可靠性。
[0091]
圖11為本發明電機轉子位置誤差角隨q軸電流變化關系圖，當電機q軸電流發生變化時，電機的轉子位置誤差角變化幅度較小，具有較高的穩定性，可以有效提高電機無位置控制精度。
[0092]
圖12為無位置傳感器控制模塊簡化框圖，基于頻帶自適應的次級諧波抑制與位置誤差信號提取算法包括，自適應頻帶濾波器與自適應線性神經元濾波器。
[0093]
圖13為本發明基于遞歸最小二乘法的自適應線性神經元濾波器原理框圖，通過自適應算法對濾波器系數進行自整定以抑制位置誤差信號中的特定次諧波。對諧波參考信號r(n)和可調權重分量x(k)進行處理后獲取濾波器期望輸出信號y(n),將輸入信號u(n)和濾波器期望輸出信號y(n)做差便可獲得期望基波信號y(n)。由遞歸最小二乘法可得公式：
[0094][0095]
式中，y1(n)為諧波估計量；x
11
(n-1)、x
21
(n-1)為諧波分量估計幅值；1)為諧波分量估計幅值；為諧波參考信號，為估計轉子位置；y(n)為濾波輸出；u(n)為濾波輸入；可調濾波系數x
11
(n)和x
21
(n)基于諧波參考信號在線更新，表達式如下：
[0096][0097]
其中，增益系數k
11
(n)和k
21
(n)表示為：
[0098][0099]
式中，μ為遺忘因子，且0《μ《1。其中自相關矩陣h1(n)的逆被轉換成兩個尺度h
11
(n)和h
21
(n)，使遞歸最小二乘法算法的實現更加簡單和迅速，h
11
(n)和h
21
(n)可以表示為：
[0100][0101]
圖14為本發明自適應頻帶濾波原理框圖。利用全通網絡濾波器只改變信號相位的特性，將濾波前后的信號進行線性運算，構造自適應頻帶帶通濾波器與自適應頻帶陷波濾
波器。典型二階全通網絡濾波器的傳遞函數為：
[0102][0103]
式中，為濾波帶寬相關系數，ωm為具有3db衰減的濾波帶寬，ts為數字采樣周期；p＝cos(ωnts)，為濾波頻率相關系數，ωn為諧振頻率點；自適應頻帶濾波器中諧振頻率設為：
[0104][0105]
式中，ωc為注入高頻信號頻率，為電機估計轉速，諧振頻率跟隨電機轉速自動調節，以減小濾波器帶來的相位延遲。將濾波帶寬設為：
[0106][0107]
其中，ωb為可調帶寬，λ為動態調節因子，ω
*
為給定轉速，當電機穩定運行時，動態調節因子不起作用，此時濾波器帶寬取決于ωb；當電機處于變速運行時，動態調節因子重新作用，根據實際轉速與給定轉速誤差大小自適應調節濾波帶寬，以此來改善無位置控制動態響應性能，調制后的電流可表示為：
[0108][0109]
式中，為q1軸高頻響應電流；ωh為注入高頻信號角頻率，為2次高頻注入諧波幅值；為位置誤差函數，為估計角位置誤差；調制后的電流包含2次高頻注入諧波，故將自適應頻帶陷波濾波器中ωc設為2ωh，以獲取位置誤差信號
